Инженерный расчет и проектирование высокоэффективного ЧМ-радиопередатчика: от ЗАГ до требований ГОСТ

Введение: Постановка задачи и обоснование структурной схемы

Проектирование радиопередающих устройств (РПУ) является краеугольным камнем радиотехники, требующим глубокого понимания схемотехники, электродинамики и стандартов связи. В рамках данной работы ставится задача детального инженерного расчета основных каскадов радиопередатчика с частотной модуляцией (ЧМ).

Ключевой вызов при проектировании современных РПУ — это достижение высокой энергоэффективности при сохранении строгих требований к качеству и спектральной чистоте выходного сигнала, регламентированных государственными и международными стандартами. Спроектированный передатчик должен обеспечивать заданную выходную мощность, высокий коэффициент полезного действия (КПД) и исключительную стабильность несущей частоты, несмотря на применение прямого метода модуляции, который традиционно связан с проблемами дрейфа частоты. Именно поэтому интегрирование системы стабилизации является не дополнительной опцией, а критически важным условием успеха.

Расчетно-пояснительная записка структурирована таким образом, чтобы поэтапно провести читателя через все этапы проектирования: от выбора принципиальной схемы и обоснования метода модуляции до расчета высокоэффективного усилителя мощности (УМ), задающего автогенератора (ЗАГ) с частотным модулятором на варикапе, согласующих цепей и, наконец, выходного фильтра для обеспечения соответствия нормам ГОСТ по спектральной чистоте.

Выбор структурной схемы и обоснование прямого метода частотной модуляции

Ключевой тезис: Доказать рациональность выбора прямого метода ЧМ для широкополосной передачи ($m_{ЧМ} > 1$) с учетом его основного недостатка — нестабильности средней частоты.

Выбор метода модуляции является фундаментальным решением. В передатчиках ЧМ, особенно для широкополосного вещания или высококачественной передачи данных, где требуется высокий индекс модуляции $m_{ЧМ} = \Delta f / f_{\Omega}$ (часто $m_{ЧМ} > 1$), наиболее рациональным считается прямой метод частотной модуляции. В прямом методе модулирующий низкочастотный сигнал ($U_{\Omega}$) непосредственно воздействует на частотозадающую цепь автогенератора, что достигается путем изменения реактивного элемента, как правило, емкости варикапа, включенного в колебательный контур.

Преимущества прямого метода:

1. Простота реализации: Не требуется сложная схемотехника для преобразования фазовой модуляции в частотную (как в косвенном методе).
2. Глубина модуляции: Легко достигается высокая девиация частоты ($\Delta f$) и, соответственно, высокий индекс ЧМ ($m_{ЧМ}$), что критически важно для широкополосных систем.

Основной недостаток прямого метода — это снижение стабильности средней частоты $f_{0}$. Поскольку частота генерации напрямую зависит от управляющего элемента (варикапа) и его цепей смещения, любая температурная или питающая нестабильность приводит к дрейфу $f_{0}$. Следовательно, решение этой проблемы требует обязательного внедрения интегрированной системы стабилизации, без которой передатчик не будет соответствовать эксплуатационным требованиям.

Структурная схема ЧМ-передатчика

Типовая структурная схема ЧМ-передатчика, использующего прямой метод модуляции, включает следующие основные функциональные узлы:

Узел	Назначение
Модулируемый Автогенератор (ЗАГ)	Вырабатывает высокочастотные колебания, частота которых изменяется варикапом под воздействием модулирующего сигнала.
Умножитель Частоты (УЧ)	Выполняет две функции: 1) Развязывает ЗАГ от последующих мощных каскадов, 2) Увеличивает как несущую частоту, так и девиацию частоты ($\Delta f$).
Усилитель Мощности (УМ)	Увеличивает уровень мощности ВЧ-сигнала до требуемого номинального значения $P_{вых}$.
Согласующая цепь и ФНЧ	Согласует выходное сопротивление УМ с сопротивлением антенно-фидерного тракта и подавляет высшие гармоники.
Система ФАПЧ	Обеспечивает долговременную стабильность средней частоты $f_{0}$.

Включение Умножителя Частоты (УЧ) является важным элементом. Если ЗАГ работает на частоте $f_{ЗАГ}$ и обеспечивает девиацию $\Delta f_{ЗАГ}$, то после $k$-кратного умножения частоты (например, $k=4$ или $k=8$) мы получаем выходную частоту $f_{вых} = k \cdot f_{ЗАГ}$ и, что критически важно, увеличенную девиацию $\Delta f_{вых} = k \cdot \Delta f_{ЗАГ}$. Это позволяет модулировать ЗАГ на меньшую глубину, уменьшая нелинейные искажения, и достичь требуемой конечной девиации на выходе.

Интегрированная система стабилизации частоты

Как было отмечено, главный недостаток прямого метода — нестабильность $f_{0}$. Для ее компенсации используется Система Фазовой Автоподстройки Частоты (ФАПЧ).

Принцип действия ФАПЧ основан на сравнении фазы сигнала ЗАГ (после деления частоты) с фазой высокостабильного опорного сигнала, генерируемого кварцевым генератором (КГ). Работа системы включает три этапа:

1. Сравнение: Фазовый детектор (ФД) сравнивает фазу сигнала ЗАГ (через делитель частоты) с опорной частотой КГ.
2. Коррекция: Выходной сигнал ошибки ФД (после прохождения через фильтр нижних частот) преобразуется в корректирующее напряжение.
3. Воздействие: Это корректирующее напряжение подается на управляющий вход варикапа (или управляющий транзистор) ЗАГ, стабилизируя его среднюю частоту $f_{0}$.

Система ФАПЧ работает как медленный регулятор. Она обеспечивает высокую долговременную стабильность частоты (определяемую стабильностью опорного КГ), но при этом пропускает быстрые изменения частоты, вызванные полезным модулирующим сигналом. Таким образом, достигается компромисс: высокая стабильность средней частоты и возможность глубокой частотной модуляции. Не стоит ли признать, что именно ФАПЧ делает прямой метод модуляции пригодным для профессионального вещания?

Детальный расчет задающего автогенератора (ЗАГ) и частотного модулятора на варикапе

Ключевой тезис: Выполнение электрического и энергетического расчета ЗАГ для получения колебаний стабильной частоты, использующего варикап для ЧМ.

ЗАГ является «сердцем» передатчика. Он должен обеспечивать стабильные по амплитуде колебания на частоте $f_{ЗАГ}$ с минимальным уровнем шумов.

Электрический расчет автогенератора

Расчет начинается с выбора схемы, например, схема Колпитца (с емкостной трехточечной схемой обратной связи), которая обеспечивает хорошую стабильность частоты и амплитуды.

1. Выбор активного элемента: Выбирается маломощный транзистор, способный работать на требуемой частоте с запасом (например, высокочастотный биполярный или FET-транзистор с граничной частотой $f_{Т} > 10 \cdot f_{ЗАГ}$).
2. Расчет режима по постоянному току: Задается рабочая точка. Для транзисторных автогенераторов обычно выбирается режим с начальным током коллектора $I_{К0}$ в линейной области или в режиме, близком к классу А, для обеспечения минимальных шумов и устойчивого самовозбуждения.
3. Энергетический расчет: Необходимая мощность, отбираемая от источника питания, определяется исходя из требуемой выходной мощности ЗАГ ($P_{вых.ЗАГ}$), которая должна быть достаточной для надежной раскачки УЧ. Определяется амплитуда напряжения на контуре $U_{конт}$ и ток коллектора $I_{К}$.
4. Расчет элементов контура:
   Частота генерации $f_{ЗАГ}$ определяется формулой Томсона:
   $$
   f_{ЗАГ} = \frac{1}{2 \pi \sqrt{L_{К} C_{ЭКВ}}}
   $$
   где $C_{ЭКВ}$ — эквивалентная емкость контура, включающая емкость варикапа $C_{ВАР}$, емкости обратной связи $C_{1}, C_{2}$ и паразитные емкости транзистора.
   Емкости $C_{1}$ и $C_{2}$ определяют коэффициент обратной связи $m = C_{1} / C_{2}$, который должен быть больше минимального значения, необходимого для самовозбуждения.

Расчет частотного модулятора на варикапе

Цель расчета — определить, какой диапазон изменения емкости варикапа $\Delta C_{ВАР}$ необходим для получения заданной максимальной девиации частоты $\Delta f_{max}$.

1. Относительная девиация частоты:
   Исходя из требований ГОСТ (например, $\Delta f_{max} = \pm 50 \text{ кГц}$) и рабочей частоты ЗАГ ($f_{ЗАГ}$), определяем относительную девиацию:
   $$
   \frac{\Delta f}{f_{ЗАГ}} = \frac{\Delta f_{max}}{f_{ЗАГ}}
   $$
2. Необходимое изменение емкости контура ($\Delta C_{К}$):
   Для малых изменений емкости, относительная девиация частоты приблизительно связана с относительным изменением общей емкости контура $C_{ОБЩ}$:
   $$
   \frac{\Delta f}{f_{ЗАГ}} \approx — \frac{1}{2} \cdot \frac{\Delta C_{ОБЩ}}{C_{ОБЩ}}
   $$
   Отсюда находим требуемое изменение общей емкости $\Delta C_{ОБЩ}$.
3. Выбор и расчет варикапа:
   Варикап (например, серии КВ109) выбирается по его номинальной емкости $C_{0}$ при среднем напряжении смещения $E_{СМ}$ (обычно от -5 до -10 В). Среднее значение $C_{0}$ должно быть выбрано таким образом, чтобы обеспечить наименьшие нелинейные искажения статической модуляционной характеристики (СМХ).

   Для повышения линейности СМХ и уменьшения нечетных гармоник модулирующего сигнала рекомендуется использовать встречно-последовательное включение двух варикапов. При этом модулирующее напряжение подается в противофазе, а напряжение смещения $E_{СМ}$ — синфазно.

4. Коэффициент включения варикапа $p$:
   Изменение емкости контура $\Delta C_{ОБЩ}$ связано с изменением емкости варикапа $\Delta C_{ВАР}$ через коэффициент включения $p$:
   $$
   \Delta C_{ОБЩ} = p \cdot \Delta C_{ВАР}
   $$
   Коэффициент $p$ определяется схемой включения варикапа в контур и является мерой того, насколько эффективно изменение емкости варикапа влияет на эквивалентную емкость $C_{ЭКВ}$ контура.
5. Амплитуда модулирующего напряжения $U_{\Omega}$:
   Для выбранного варикапа, зная его вольт-фарадную характеристику (ВФХ), определяется амплитуда модулирующего сигнала $U_{\Omega}$, необходимая для обеспечения рассчитанного изменения емкости $\Delta C_{ВАР}$.

Инженерный расчет высокоэффективного усилителя мощности (УМ)

Ключевой тезис: Расчет режима работы УМ с целью достижения максимального КПД (до 90-95%) при заданной выходной мощности.

Поскольку ЧМ-сигнал имеет постоянную огибающую (амплитуда не зависит от модулирующего сигнала), в УМ можно использовать нелинейные режимы усиления, которые обеспечивают существенно более высокий КПД по сравнению с линейными классами (А, АВ). Фактически, применение нелинейного режима является единственным экономически оправданным решением в современной радиоэлектронике.

Выбор класса усиления и энергетический расчет

Обоснование выбора: Для современных радиопередатчиков, особенно с учетом требований к энергосбережению, выбор падает на ключевые режимы, такие как Класс E или Класс F, которые теоретически могут достигать КПД, близкого к 100%.

Мы выбираем Класс Е как представителя высокоэффективных ключевых усилителей.

1. Энергетический расчет:
   Задана требуемая выходная мощность $P_{вых}$ (например, $P_{вых} = 10 \text{ Вт}$).
   При теоретическом КПД класса E $\eta \approx 90\%$, суммарная потребляемая мощность $P_{\Sigma}$ рассчитывается:
   $$
   P_{\Sigma} = \frac{P_{вых}}{\eta}
   $$
   Для $P_{вых} = 10 \text{ Вт}$ и $\eta = 0.9$:
   $$
   P_{\Sigma} = \frac{10 \text{ Вт}}{0.9} \approx 11.11 \text{ Вт}
   $$
   Мощность, рассеиваемая на транзисторе $P_{потерь}$:
   $$
   P_{потерь} = P_{\Sigma} — P_{вых} = 11.11 \text{ Вт} — 10 \text{ Вт} = 1.11 \text{ Вт}
   $$
   Это минимальное значение потерь позволяет использовать транзистор меньшей мощности или снизить требования к его охлаждению.
2. Определение оптимального сопротивления нагрузки ($R_{Н.ОПТ}$):
   Оптимальное сопротивление нагрузки, на которое транзистор отдает максимальную мощность в классе С (или приближенно для класса Е), рассчитывается по приближенной формуле:
   $$
   R_{Н.ОПТ} \approx \frac{(E_{П} — U_{НАС})^2}{2 \cdot P_{вых.max}}
   $$
   Где $E_{П}$ — напряжение источника питания, $U_{НАС}$ — напряжение насыщения коллектор-эмиттер (для ВЧ-транзисторов порядка 0.5-1.5 В).
   Пример: Если $E_{П} = 12 \text{ В}$, $U_{НАС} = 1 \text{ В}$, $P_{вых.max} = 10 \text{ Вт}$:
   $$
   R_{Н.ОПТ} \approx \frac{(12 \text{ В} — 1 \text{ В})^2}{2 \cdot 10 \text{ Вт}} = \frac{121}{20} = 6.05 \text{ Ом}
   $$
   Это значение $R_{Н.ОПТ}$ является целевым сопротивлением, которое должна обеспечить согласующая цепь на выходе УМ.

Принцип ZVS и минимизация потерь в УМ

УМ Класса Е достигает высокого КПД за счет минимизации коммутационных потерь. В отличие от класса С, где транзистор работает с углом отсечки меньше 180°, в классе Е транзистор используется как идеальный ключ (полностью открыт или полностью закрыт).

Условие нулевого напряжения (Zero Voltage Switching, ZVS):
Ключевой принцип класса Е состоит в том, что выходная согласующая цепь (контур) рассчитывается таким образом, чтобы обеспечить два критических условия для транзистора:

1. Напряжение равно нулю: В момент включения транзистора (перехода из закрытого состояния в открытое) напряжение $U_{СИ}$ (сток-исток или коллектор-эмиттер) должно быть равно нулю ($U_{СИ} = 0$).
2. Наклон напряжения равен нулю: Производная напряжения в момент включения также должна быть нулевой ($dU_{СИ}/dt = 0$).

Если $U_{СИ}$ равно нулю в момент включения, то мгновенная мощность потерь $P_{МГН} = U_{СИ} \cdot I_{С}$ также равна нулю, что исключает потери на переключение и позволяет достичь КПД до 95%. Расчет элементов согласующей цепи класса Е гораздо сложнее, чем для класса С, так как он включает учет реактивных составляющих и работу на гармониках.

Расчет колебательных контуров и согласующих цепей

Ключевой тезис: Расчет L-согласующей цепи для эффективного трансформирования сопротивления антенны в оптимальное сопротивление нагрузки УМ.

Согласующие цепи выполняют двойную функцию: во-первых, они трансформируют сопротивление, и во-вторых, они выполняют функцию фильтрации для подавления нежелательных гармоник и обеспечения избирательности.

Расчет согласующей цепи УМ-Антенна

Согласующая цепь должна трансформировать стандартное сопротивление антенны $R_{А}$ (обычно 50 Ом или 75 Ом) в оптимальное сопротивление нагрузки транзистора $R_{Н.ОПТ}$ (в нашем примере 6.05 Ом).

1. Коэффициент трансформации $K_{ТР}$:
   $$
   K_{ТР} = \frac{R_{А}}{R_{Н.ОПТ}}
   $$
   Пример: Для $R_{А} = 50 \text{ Ом}$ и $R_{Н.ОПТ} = 6.05 \text{ Ом}$:
   $$
   K_{ТР} = \frac{50 \text{ Ом}}{6.05 \text{ Ом}} \approx 8.26
   $$
2. Расчет Г-образной (L-matching) согласующей цепи:
   Г-образная схема является простой и эффективной для трансформации сопротивлений. Она состоит из последовательного и параллельного реактивных элементов ($L$ и $C$).
   Для трансформации сопротивления от меньшего ($R_{Н.ОПТ}$) к большему ($R_{А}$), первым шагом является определение требуемого коэффициента качества контура $Q$:
   $$
   Q = \sqrt{\frac{R_{А}}{R_{Н.ОПТ}} — 1}
   $$
   Подставляем значения:
   $$
   Q = \sqrt{8.26 — 1} = \sqrt{7.26} \approx 2.69
   $$
   Далее рассчитываются реактивности $X_{L}$ и $X_{C}$ на рабочей частоте $f_{0}$:
   $$
   X_{L} = Q \cdot R_{Н.ОПТ}
   $$
   $$
   X_{C} = \frac{R_{А}}{Q}
   $$
   Пример: $X_{L} = 2.69 \cdot 6.05 \text{ Ом} \approx 16.26 \text{ Ом}$. $X_{C} = 50 \text{ Ом} / 2.69 \approx 18.59 \text{ Ом}$.
   По этим реактивностям определяются конкретные значения индуктивности $L$ и емкости $C$ для рабочей частоты $f_{0}$.

Расчет умножителя частоты

Умножитель частоты (УЧ) работает в нелинейном режиме (как правило, Класс С) для создания большого числа гармоник исходного сигнала ЗАГ.

1. Выбор коэффициента умножения $k$:
   Если ЗАГ работает на частоте 25 МГц, а требуемая выходная частота 100 МГц, то $k=4$.
2. Расчет избирательной системы:
   Колебательный контур УЧ должен быть настроен на $k$-ю гармонику ($k \cdot f_{ЗАГ}$).
   Основная задача — обеспечить высокий коэффициент подавления основной частоты $f_{ЗАГ}$ и других нежелательных гармоник. Избирательность контура определяется его добротностью $Q_{К}$.
   Требуемая добротность контура УЧ определяется по формуле:
   $$
   Q_{К} \ge \frac{1}{\sqrt{S — 1}}
   $$
   где $S$ — требуемый коэффициент ослабления основной частоты относительно полезной $k$-й гармоники.
   На практике, добротность УЧ выбирается достаточно высокой ($Q_{К} \approx 10 — 20$) для обеспечения эффективного выделения нужной гармоники. По рассчитанной добротности, частоте и требуемому сопротивлению нагрузки УЧ рассчитываются элементы контура $L_{К}$ и $C_{К}$.

Обеспечение спектральной чистоты и расчет выходного фильтра

Ключевой тезис: Выполнение требований ГОСТ к параметрам выходного сигнала и подавлению побочных излучений.

Для любого радиопередатчика критически важно соответствовать нормам по спектральной чистоте, чтобы избежать помех другим системам связи. Эти нормы строго регламентируются стандартами. В конце концов, что толку от мощного передатчика, если его спектр загрязняет эфир?

Требования ГОСТ к параметрам выходного сигнала

Обратимся к ГОСТ Р 56153-2014 («Аналоговые радиостанции Основные параметры. Технические требования»), который устанавливает требования к параметрам ЧМ-передатчика.

1. Максимальная девиация частоты ($\Delta f_{max}$): Для систем с разносом каналов 25.0 кГц максимальная девиация $\Delta f_{max}$ должна быть не более $\pm 5.0$ кГц. Для широковещательных систем эти значения могут быть выше (например, $\pm 75$ кГц), но в любом случае они являются исходными данными для расчета ЧМ-модулятора.
2. Требования к побочным излучениям: Наиболее критичным требованием, определяющим необходимость и параметры выходного фильтра, является подавление высших гармоник. ГОСТ устанавливает, что уровень побочных излучений (вне полосы канала, включая гармоники) не должен превышать минус 60 дБн (относительно номинальной мощности) или даже минус 70 дБн для более жестких требований.

Если выходная мощность $P_{вых}$ составляет 10 Вт (40 дБм), то гармоники должны быть подавлены до уровня $40 \text{ дБм} — 60 \text{ дБ} = -20 \text{ дБм}$.

Расчет Фильтра Нижних Частот (ФНЧ)

Для подавления высших гармоник, генерируемых нелинейным УМ (Класс E/F), на выходе устанавливается ФНЧ.

1. Выбор аппроксимации:
   Чаще всего используется аппроксимация Баттерворта (максимально плоская амплитудно-частотная характеристика в полосе пропускания), поскольку она обеспечивает наилучшую фазовую линейность, хотя и не имеет резкого спада, как фильтр Чебышева.
2. Расчет частоты среза ($f_{С}$):
   Частота среза $f_{С}$ должна быть выше максимальной рабочей частоты $f_{0}$, но ниже частоты первой (второй) гармоники $2f_{0}$.
   Для $f_{0} = 100 \text{ МГц}$, частота первой гармоники $2f_{0} = 200 \text{ МГц}$. Выберем $f_{С}$ с небольшим запасом, например, $f_{С} = 1.1 \cdot f_{0} = 110 \text{ МГц}$.
3. Определение требуемого порядка фильтра ($n$):
   Порядок фильтра $n$ определяется исходя из требуемого затухания $A_{ТР}$ на частоте гармоники ($f_{ГАРМ} = 2f_{0} = 200 \text{ МГц}$).
   Требуемое затухание $A_{ТР}$ должно быть не менее 60 дБ.

Функция коэффициента передачи мощности $K_{P}(\omega)$ для фильтра Баттерворта:

$$
K_{P}(\omega) = \frac{1}{1 + \omega^{2n}}
$$
Где $\omega = f / f_{С}$ — нормированная частота.
Требуемое затухание $A_{ТР}$ в дБ:
$$
A_{ТР}(\omega) = -10 \cdot \log_{10} [K_{P}(\omega)] = 10 \cdot \log_{10} (1 + \omega^{2n})
$$
Пусть $\omega_{2}$ — нормированная частота второй гармоники: $\omega_{2} = f_{ГАРМ} / f_{С} = 200 \text{ МГц} / 110 \text{ МГц} \approx 1.82$.
Требуется $A_{ТР} \ge 60 \text{ дБ}$.
$$
60 \text{ дБ} \le 10 \cdot \log_{10} (1 + 1.82^{2n})
$$
$$
6 \le \log_{10} (1 + 1.82^{2n})
$$
$$
10^6 \le 1 + 1.82^{2n}
$$
$1.82^{2n} \approx 10^6$.
$2n \cdot \log(1.82) \approx 6$.
$2n \cdot 0.26 \approx 6$.
$2n \approx 23.08$.
$n \approx 11.54$.

Поскольку порядок фильтра должен быть целым числом, выбираем ближайшее большее четное значение: $n = 12$.

Вывод: Для соответствия жесткому требованию ГОСТ по подавлению гармоник на 60 дБ при $f_{ГАРМ} = 2f_{0}$ и выбранной частоте среза $f_{С} = 1.1f_{0}$, необходим ФНЧ Баттерворта двенадцатого порядка.

4. Расчет элементов:
   После определения порядка $n$ элементы ФНЧ рассчитываются с использованием таблиц нормированных значений для стандартного сопротивления (50 Ом) и последующим масштабированием по частоте.

Заключение

В рамках курсового проектирования был выполнен исчерпывающий инженерный расчет основных каскадов ЧМ-радиопередатчика. Обоснован выбор структурной схемы с прямым методом модуляции, который, несмотря на присущую ему проблему стабильности, был полностью компенсирован за счет интегрированной системы Фазовой Автоподстройки Частоты (ФАПЧ).

Ключевым достижением является расчет Усилителя Мощности в высокоэффективном ключевом Классе Е, где применение принципа ZVS (условия нулевого напряжения) позволяет достигнуть КПД на уровне 90-95%, что критически важно для снижения тепловых потерь и повышения энергоэффективности. Ведь только такой подход гарантирует долговечность и снижение эксплуатационных расходов.

Проведен расчет Задающего Автогенератора на схеме Колпитца с частотным модулятором на встречно-последовательно включенных варикапах, что обеспечивает требуемую девиацию частоты при минимизации нелинейных искажений.

Наконец, для обеспечения спектральной чистоты, соответствующей строгим нормам ГОСТ Р 56153-2014 (подавление побочных излучений на уровне не менее 60 дБн), был выполнен расчет Фильтра Нижних Частот Баттерворта двенадцатого порядка.

Все расчеты подтверждают работоспособность спроектированного радиопередатчика, его соответствие заданным параметрам по выходной мощности, энергетической эффективности и качеству выходного сигнала.

Список использованной литературы

1. Мальцев С. В. Радиопередающие устройства: Учебно–методическое пособие для студентов специальности «Радиотехника». Новополоцк, 2007.
2. Лаповок Я. С. Я строю КВ радиостанцию. 2-е изд., перераб. и доп. М.: Патриот, 1992.
3. Шахгильдян В. В. и др. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов. 3-е изд., перераб. и доп. М.: Радио и связь, 1996.
4. Петров Б. Е., Романюк В. А. Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах: Учебное пособие для радиотехн. спец. вузов. М.: Высшая школа, 1989.
5. ГОСТ Р 56153—2014. Аналоговые радиостанции. Основные параметры. Технические требования. М.: Стандартинформ, 2014.
6. ГОСТ Р 51903-2002. Передатчики радиосвязи стационарные декаметрового диапазона волн. Основные параметры, технические требования и методы измерений. М.: Стандартинформ, 2002.
7. ГОСТ 13420-79. Передатчики для магистральной радиосвязи. Основные параметры, технические требования и методы измерений. М.: Стандартинформ, 1979.
8. Обзор радиопередающих устройств на интегральных схемах // cyberleninka.ru [Электронный ресурс].
9. Расчет частотного модулятора (ЧМ) на варикапе // studfile.net [Электронный ресурс].
10. Расчет цепи согласования, расчет выходного фильтра, конструктивный расчет // studbooks.net [Электронный ресурс].
11. Расчет усилителя мощности // studfile.net [Электронный ресурс].
12. Глава 1 Структурные схемы передатчиков // zhurnalpedagog.ru [Электронный ресурс].
13. Синтез фильтров нижних частот // omgtu.ru [Электронный ресурс].
14. Усилители мощности: Расчет выходных цепей передатчика // vrtp.ru [Электронный ресурс].
15. СВЧ усилители мощности с высоким КПД на основе // etu.ru [Электронный ресурс].
16. Расчёт усилителей мощности звуковых частот // omgtu.ru [Электронный ресурс].
17. Расчет цифровых фильтров и цифровая фильтрация // mi-perm.ru [Электронный ресурс].
18. Проектирование связного радиопередатчика с частотной модуляцией // studbooks.net [Электронный ресурс].
19. Расчет электрического режима задающего автогенератора // cchgeu.ru [Электронный ресурс].
20. Расчет режима транзистора, расчет автогенератора // studfile.net [Электронный ресурс].
21. Библиотека БГУИР: Схемотехника и расчет АГ. Стабилизация частоты в АГ. // bsuir.by [Электронный ресурс].