ПРИОРИТЕТ №1: РЕЛЕВАНТНЫЙ ФАКТ
В диапазоне частот 450 МГц, согласно требованиям ГОСТ 12252-86 для радиостанций сухопутной подвижной службы, максимально допустимое относительное отклонение средней частоты передатчика не должно превышать ±3 × 10⁻⁶ (или 3 ppm). Это жесткое требование к стабильности является ключевым инженерным вызовом при проектировании радиопередатчиков с прямой частотной модуляцией, поскольку сам принцип прямого воздействия на задающий генератор (ЗГ) неизбежно снижает его частотную стабильность. Проектирование такого устройства требует не только расчета требуемой выходной мощности, но и максимально точного инженерного подхода к выбору и стабилизации частотного модулятора и всех последующих каскадов.
Настоящий отчет представляет собой детализированную инженерную методику, необходимую для выполнения курсовой работы по проектированию функциональных узлов (модулятор, умножитель частоты, усилитель мощности) радиопередатчика с частотной модуляцией (ЧМ) в соответствии с академическими и отраслевыми стандартами. Эти расчеты являются фундаментом для создания работоспособного устройства, которое способно соответствовать строгим требованиям российского ГОСТ.
1. Анализ требований и выбор структурной схемы передатчика
Проектирование радиопередатчика начинается с выбора структурной схемы, которая должна удовлетворять требованиям к выходной мощности ($P_{вых}$), рабочей частоте ($f_{вых}$) и параметрам модуляции (максимальной девиации частоты $\Delta f_{макс}$).
Ключевой тезис: В данной работе выбран прямой метод частотной модуляции. Это означает, что модулирующий сигнал низкой частоты (НЧ) воздействует непосредственно на реактивный элемент колебательного контура задающего автогенератора (ЗГ), изменяя его мгновенную частоту.
Структурная схема ЧМ-передатчика с прямой модуляцией:
| Узел | Назначение |
|---|---|
| Источник НЧ сигнала | Формирование модулирующего сигнала. |
| Усилитель НЧ (ПМ) | Предварительное усиление для получения требуемой амплитуды $U_{\Omega \text{В}}$. |
| Частотный Модулятор (М) | Преобразование НЧ напряжения в изменение емкости/индуктивности контура. |
| Задающий Генератор (ЗГ) | Генерация высокочастотных колебаний с частотной модуляцией ($f_{мод}$). |
| Умножитель Частоты (УЧ) | Увеличение девиации частоты и доведение сигнала до рабочей частоты ($f_{вых} = n \cdot f_{мод}$). |
| Усилитель Мощности (УМ) | Усиление ВЧ сигнала до требуемой выходной мощности $P_{вых}$. |
| Согласующая цепь/Фильтр | Согласование УМ с антенной и подавление гармоник. |
| Антенна | Излучение радиоволн. |
Обоснование выбора схемы: Прямой метод позволяет легко обеспечить глубокую и достаточно линейную модуляцию. Однако он имеет существенный недостаток: изменения параметров модулятора (в частности, температурный дрейф варикапа) напрямую влияют на среднюю частоту ЗГ, что затрудняет обеспечение высокой стабильности. Для компенсации этого недостатка необходимо применение высокостабильных ЗГ (например, кварцевых) или систем автоматической подстройки частоты (АПЧ). В структуре предусмотрено использование Умножителя Частоты (УЧ), который одновременно увеличивает девиацию частоты ($\Delta f_{вых} = n \cdot \Delta f_{вх}$) и повышает рабочую частоту до требуемого значения.
1.1. Требования стандартов (ГОСТ) к параметрам
Ключевые параметры передатчика строго регламентируются государственными стандартами. Для примера рассмотрим два важнейших требования:
-
Стабильность частоты: Согласно ГОСТ 12252-86 (для СПС), относительная нестабильность частоты ($\Delta f / f$) должна быть не хуже $3 \times 10^{-6}$. Если требуемая частота $f_{вых} = 450$ МГц, то допустимый уход частоты составляет $\Delta f_{уход} = 450 \times 10^{6} \times 3 \times 10^{-6} = 1350$ Гц. И что из этого следует? Это означает, что даже малейший температурный дрейф или изменение напряжения питания в задающем генераторе, которое сместит частоту больше чем на 1.35 кГц, приведет к нарушению государственного стандарта, что недопустимо для профессионального оборудования. Это требует применения кварцевой стабилизации или точной системы АПЧ для ЗГ.
-
Девиация частоты и полоса: Для УКВ-радиовещания (CCIR) $\Delta f_{макс} = 75$ кГц, а максимальная частота модулирующего сигнала $F_{макс} \approx 15$ кГц. Ширина полосы частот ($B_{W}$) по правилу Карсона:
$$B_{W} = 2 (\Delta f_{макс} + F_{макс}) = 2 (75 \text{ кГц} + 15 \text{ кГц}) = 180 \text{ кГц}$$
Эти параметры определяют требования к ширине полосы пропускания всех каскадов ВЧ тракта, особенно колебательных контуров УЧ и УМ.
1.2. Определение энергетических и частотных параметров
Расчет коэффициента умножения частоты ($n$):
Поскольку модуляция осуществляется на малом уровне мощности и на относительно низкой частоте $f_{мод}$ для сохранения стабильности, требуется УЧ. Коэффициент умножения $n$ должен обеспечить требуемую девиацию $\Delta f_{вых}$ при допустимой девиации $\Delta f_{вх}$ на выходе ЗГ:
$$n = \frac{\Delta f_{вых}}{\Delta f_{вх}}$$
Предположим, для обеспечения стабильности ЗГ, максимальная девиация на его выходе ограничена $\Delta f_{вх} = 5$ кГц. Если требуемая девиация $\Delta f_{вых} = 75$ кГц, то:
$$n = \frac{75 \text{ кГц}}{5 \text{ кГц}} = 15$$
Для практической реализации, коэффициент $n=15$ разбивается на несколько каскадов (например, $\times 3$ и $\times 5$ или $\times 2, \times 3, \times 5$) для повышения эффективности и простоты настройки.
Расчет коэффициента усиления по мощности:
Если $P_{вых} = 10$ Вт, а мощность на выходе ЗГ $P_{\text{ЗГ}} = 5$ мВт, общий коэффициент усиления по мощности ($K_{P}$) ВЧ тракта составит:
$$K_{P} = \frac{P_{вых}}{P_{\text{ЗГ}}} = \frac{10 \text{ Вт}}{0.005 \text{ Вт}} = 2000$$
В децибелах: $K_{P \text{ дБ}} = 10 \cdot \lg(2000) \approx 33$ дБ. Это определяет суммарное требуемое усиление всех каскадов (УЧ и УМ).
2. Детализированный расчет частотного модулятора на варикапе
Частотный модулятор является критически важным узлом, так как он определяет не только девиацию частоты, но и нелинейные искажения ЧМ сигнала. В прямом методе модуляции часто используется варикап (емкостной диод), включенный в контур ЗГ.
2.1. Расчет необходимого изменения емкости контура
Пусть средняя частота ЗГ $f_0$ (до умножения) равна $f_0 = 450 \text{ МГц} / 15 = 30$ МГц. Требуемая девиация $\Delta f_{вх} = 5$ кГц.
1. Относительная девиация частоты ($m_{F}$):
$$m_{F} = \frac{\Delta f_{вх}}{f_0} = \frac{5 \times 10^{3} \text{ Гц}}{30 \times 10^{6} \text{ Гц}} \approx 1.67 \times 10^{-4}$$
2. Суммарная емкость контура ($C_{к0}$):
Определяется по формуле резонанса: $f_0 = 1 / (2 \pi \sqrt{L C_{к0}})$. При выбранной индуктивности $L$ (например, $0.5$ мкГн), $C_{к0}$ составит:
$$C_{к0} = \frac{1}{(2 \pi f_0)^2 L} \approx 56.3 \text{ пФ}$$
3. Необходимое изменение емкости контура ($\Delta C_{к}$):
Для получения заданной относительной девиации $\Delta f_{вх}$ требуется изменить емкость контура на $\Delta C_{к}$:
$$\Delta C_{к} = (2 \cdot m_{F}) \cdot C_{к0} = 2 \cdot (1.67 \times 10^{-4}) \cdot 56.3 \text{ пФ} \approx 0.0188 \text{ пФ}$$
2.2. Выбор варикапа и расчет коэффициента включения
Для обеспечения максимальной стабильности средней частоты ЗГ, температурный дрейф варикапа должен оказывать минимальное влияние на общую емкость контура. Это достигается выбором малого коэффициента включения варикапа ($p$):
В упрощенном виде, емкость, вносимая варикапом в контур, составляет $C_{вх} = p^{2} C_{вар}$, где $C_{вар}$ — емкость варикапа. Обычно $p^{2}$ выбирается в диапазоне $0.01$ до $0.09$, что соответствует $p$ от $0.1$ до $0.3$. Какой важный нюанс здесь упускается? Чем меньше коэффициент включения $p$, тем выше требуется амплитуда модулирующего напряжения $U_{\Omega \text{В}}$, однако именно малый $p$ критически важен для минимизации воздействия нестабильности варикапа на общую частоту ЗГ, обеспечивая тем самым соответствие жестким требованиям по стабильности.
Критерии выбора варикапа: Выбираем кремниевый варикап с достаточно высокой добротностью и подходящим диапазоном изменения емкости, например, из серии КВ109.
Пусть выбран коэффициент включения $p = 0.2$ ($p^{2} = 0.04$).
Расчет требуемого изменения емкости варикапа ($\Delta C’$):
$$\Delta C’ = \frac{\Delta C_{к}}{p^{2}} = \frac{0.0188 \text{ пФ}}{0.04} = 0.47 \text{ пФ}$$
Это минимальное требуемое изменение емкости самого варикапа для обеспечения заданной девиации частоты.
2.3. Расчет управляющего напряжения
Для определения амплитуды модулирующего напряжения ($U_{\Omega \text{В}}$) необходимо знать крутизну вольт-фарадной характеристики ($S$) варикапа в выбранной рабочей точке.
$$S = \frac{dC}{dU} \bigg|_{U=E_{см}}$$
Выбираем рабочую точку (напряжение смещения) $E_{см}$, где характеристика $C(U)$ наиболее линейна для минимизации нелинейных искажений. Предположим, для выбранного варикапа при $E_{см} = 4$ В, средняя емкость $C_0 = 10$ пФ, а крутизна $S$ (полученная из справочника или аппроксимации характеристики) составляет:
$$S \approx 10^{-11} \text{ Ф/В} = 10 \text{ пФ/В}$$
Расчет постоянной составляющей емкости ($C_{п}$):
Постоянная емкость, вносимая варикапом в контур:
$$C_{п} = p^{2} C_0 = 0.04 \cdot 10 \text{ пФ} = 0.4 \text{ пФ}$$
Суммарная емкость контура $C_{к0}$ должна быть обеспечена суммой $C_{к0} = C_{к\_доп} + C_{п}$, где $C_{к\_доп}$ — дополнительная емкость контура.
Расчет амплитуды модулирующего напряжения ($U_{\Omega \text{В}}$):
Требуемая амплитуда $U_{\Omega \text{В}}$ для получения $\Delta C’$:
$$U_{\Omega \text{В}} = \frac{\Delta C’}{S} = \frac{0.47 \text{ пФ}}{10 \text{ пФ/В}} = 0.047 \text{ В}$$
Таким образом, усилитель НЧ должен обеспечить амплитуду модулирующего сигнала $U_{\Omega \text{В}} = 47$ мВ на варикапе для получения требуемой девиации частоты $\Delta f_{вх} = 5$ кГц.
3. Методика расчета каскадов умножения частоты
Каскады умножения частоты (УЧ) выполняют двойную функцию: доведение частоты до рабочей $f_{вых}$ и увеличение девиации частоты до $\Delta f_{вых} = n \cdot \Delta f_{вх}$. УЧ работают в режиме с отсечкой коллекторного тока (класса C), что позволяет выделить нужную гармонику. Разве не стоит использовать более эффективные методы, чем традиционный класс C, для достижения высокой спектральной чистоты?
3.1. Выбор режима и угла отсечки
Для умножения частоты на $n$ необходимо, чтобы в коллекторном токе транзистора присутствовала достаточно сильная n-я гармоника. Это достигается выбором малого угла отсечки ($\theta$), который должен удовлетворять условию:
$$\theta \le \frac{\pi}{n}$$
Если общий коэффициент умножения $n=15$ реализуется каскадом $\times 5$ и $\times 3$. Рассмотрим каскад $\times 5$.
Требуемый угол отсечки: $\theta \le \pi / 5 = 36^\circ$.
Выбираем $\theta = 30^\circ$ (или $\pi/6$ рад). Это значение обеспечивает высокий КПД и хорошее содержание 5-й гармоники.
Расчет максимальной амплитуды импульса коллекторного тока ($I_{c \text{ макс}}$):
$I_{c \text{ макс}}$ зависит от выбранного транзистора и режима питания.
$$I_{c \text{ макс}} = \frac{E_{п} — U_{нас}}{R_{э.п}}$$
где $R_{э.п}$ — эквивалентное сопротивление цепи коллектор-эмиттер при насыщении. Для примера, при напряжении питания $E_{п}=12$ В, $U_{нас} \approx 1$ В, и выбранном режиме $I_{c \text{ макс}} = 100$ мА.
3.2. Расчет амплитуды n-й гармоники тока
Амплитуда n-й гармоники коллекторного тока ($I_{cm n}$) определяется через $I_{c \text{ макс}}$ и коэффициент Берга n-й гармоники ($\alpha_{n}(\theta)$):
$$I_{cm n} = I_{c \text{ макс}} \cdot \alpha_{n}(\theta)$$
Коэффициент Берга для косинусоидального импульса тока рассчитывается как:
$$\alpha_{n}(\theta) \approx \frac{1}{\pi} \left[ \frac{\sin((n-1)\theta)}{n-1} + \frac{\sin((n+1)\theta)}{n+1} \right]$$
Пример расчета для $n=5$ и $\theta=30^\circ$ ($\pi/6$):
- $n-1 = 4$; $n+1 = 6$.
- $(n-1)\theta = 4 \cdot 30^\circ = 120^\circ$. $\sin(120^\circ) \approx 0.866$.
- $(n+1)\theta = 6 \cdot 30^\circ = 180^\circ$. $\sin(180^\circ) = 0$.
$$\alpha_{5}(30^\circ) \approx \frac{1}{\pi} \left[ \frac{0.866}{4} + \frac{0}{6} \right] \approx \frac{0.2165}{3.14159} \approx 0.0689$$
Если $I_{c \text{ макс}} = 100$ мА, то амплитуда 5-й гармоники тока:
$$I_{cm 5} = 100 \text{ мА} \cdot 0.0689 \approx 6.89 \text{ мА}$$
Эта амплитуда тока определяет мощность, отдаваемую каскадом в нагрузку на частоте $5 f_{вх}$.
3.3. Обеспечение спектральной чистоты
Колебательный контур УЧ должен быть настроен на частоту $n \cdot f_{вх}$ и обладать достаточной нагруженной добротностью ($Q_{н}$) для эффективного подавления нежелательных гармоник (особенно $n-1$ и $n+1$).
Требуемое ослабление нежелательных гармоник (согласно требованиям к спектральной чистоте) составляет $30–40$ дБ.
Нагруженная добротность $Q_{н}$ контура определяется по формуле, связывающей отношение амплитуд полезной ($n$) и нежелательной ($n \pm 1$) гармоник на выходе:
$$ \frac{U_{n}}{U_{n \pm 1}} \approx Q_{н} \cdot \frac{2n}{(n \pm 1)^2 — n^2} \cdot \frac{\alpha_{n}(\theta)}{\alpha_{n \pm 1}(\theta)} $$
Для УЧ, как правило, принимается минимальное значение $Q_{н} \ge 5$. При $Q_{н}=10$, подавление ближайших гармоник легко превысит 40 дБ, что является достаточным для большинства приложений.
4. Расчет оконечного усилителя мощности (УМ) и тепловой режим
Оконечный усилитель мощности (УМ) определяет энергетические характеристики передатчика. Он, как правило, работает в режиме класса C (для ЧМ-сигналов с постоянной огибающей), обеспечивая высокий КПД. Работа УМ в этом режиме является критическим звеном, поскольку здесь генерируется наибольшее количество тепла.
4.1. Электрический расчет УМ
1. Выбор транзистора: Выбирается ВЧ-транзистор с запасом по максимальной мощности рассеяния $P_{к \text{ доп}}$ и граничной частоте $f_{гр}$ (должна быть в несколько раз выше $f_{вых}$).
2. Расчет оптимального сопротивления нагрузки ($R_{н.опт}$):
$R_{н.опт}$ — это сопротивление, которое должно быть создано колебательной системой для обеспечения максимальной выходной мощности $P_{вых}$ при заданном напряжении питания $E_{п}$.
Для режима класса C, $R_{н.опт}$ рассчитывается с учетом первой гармоники тока (поскольку УМ усиливает полезную частоту $n \cdot f_{вх}$, которая теперь является первой гармоникой):
$$R_{н.опт} \approx \frac{E_{п} — U_{нас}}{I_{c \text{ макс}} \cdot \alpha_{1}(\theta)}$$
Где $\alpha_{1}(\theta)$ — коэффициент Берга для первой гармоники. При $\theta = 60^\circ$ (типично для класса C), $\alpha_{1}(60^\circ) \approx 0.38$.
Пусть $P_{вых} = 10$ Вт, $E_{п} = 28$ В, $U_{нас} = 2$ В.
Требуемая амплитуда напряжения на коллекторе $U_{с m} = E_{п} — U_{нас} = 26$ В.
Амплитуда первой гармоники коллекторного тока $I_{cm 1}$ определяется из: $P_{вых} = 0.5 \cdot U_{cm} \cdot I_{cm 1}$.
$$I_{cm 1} = \frac{2 \cdot P_{вых}}{U_{cm}} = \frac{2 \cdot 10 \text{ Вт}}{26 \text{ В}} \approx 0.77 \text{ А}$$
Тогда оптимальное сопротивление нагрузки:
$$R_{н.опт} = \frac{U_{cm}}{I_{cm 1}} = \frac{26 \text{ В}}{0.77 \text{ А}} \approx 33.7 \text{ Ом}$$
4.2. Тепловой расчет и стабилизация
Тепловой режим транзистора определяет его надежность и срок службы. Мощность, рассеиваемая на коллекторе ($P_{к}$), должна отводиться радиатором.
Мощность, рассеиваемая на коллекторе ($P_{к}$):
$$P_{к} = P_{потр} — P_{вых} = \frac{P_{вых}}{\eta} — P_{вых} = P_{вых} \left( \frac{1}{\eta} — 1 \right)$$
Если КПД УМ $\eta = 60\%$, то:
$$P_{к} = 10 \text{ Вт} \left( \frac{1}{0.6} — 1 \right) \approx 6.67 \text{ Вт}$$
Расчет требуемого теплового сопротивления радиатора ($R_{рс}$):
Для обеспечения надежности, температура перехода ($T_{п}$) должна быть ниже максимально допустимой ($T_{п \text{ доп}}$).
Требуемое общее тепловое сопротивление:
$$R_{\Sigma} = R_{пк} + R_{кр} + R_{рс} \le \frac{T_{п \text{ доп}} — T_{с}}{P_{к}}$$
Где:
- $T_{п \text{ доп}}$ — максимально допустимая температура перехода (например, $150^\circ$ C).
- $T_{с}$ — максимальная температура окружающей среды (например, $40^\circ$ C).
- $R_{пк}$ ($R_{thJC}$) — тепловое сопротивление кристалл-корпус (из Datasheet, например, $2^\circ$ C/Вт).
- $R_{кр}$ ($R_{thCS}$) — тепловое сопротивление корпус-радиатор (зависит от прокладки, например, $0.5^\circ$ C/Вт).
Расчет $R_{\Sigma}$:
$$R_{\Sigma} \le \frac{150^\circ \text{ C} — 40^\circ \text{ C}}{6.67 \text{ Вт}} \approx 16.5 \frac{^\circ\text{ C}}{\text{ Вт}}$$
Требуемое тепловое сопротивление радиатора к среде ($R_{рс}$):
$$R_{рс} \le R_{\Sigma} — R_{пк} — R_{кр} = 16.5 — 2 — 0.5 = 14 \frac{^\circ\text{ C}}{\text{ Вт}}$$
На основе этого значения выбирается или рассчитывается площадь радиатора.
Термическая стабилизация режима смещения:
Для мощных транзисторов, работающих в классе AB или B, повышение температуры кристалла приводит к росту коллекторного тока покоя ($I_{c0}$), что может вызвать тепловой пробой. Для компенсации этого эффекта применяется термическая стабилизация. Диод или транзистор, включенный в цепь смещения базы, крепится на корпусе мощного транзистора или радиаторе. При росте температуры, падение напряжения на p-n переходе диода/транзистора смещения уменьшается (примерно на $-2$ мВ/°C), автоматически уменьшая напряжение смещения $U_{бэ}$ мощного транзистора и компенсируя рост $I_{c0}$.
5. Расчет согласующей и фильтрующей цепи
Выходной контур УМ должен обеспечить две функции:
- Трансформация оптимального сопротивления нагрузки транзистора $R_{н.опт}$ (например, $33.7$ Ом) до сопротивления фидера $R_A$ (обычно $50$ Ом).
- Дополнительная фильтрация гармоник, оставшихся после УМ.
Чаще всего для этих целей применяется $\pi$-контур или L-образная цепь, которая обеспечивает высокое подавление гармоник при относительно простой структуре.
5.1. Расчет L-образной согласующей цепи
L-образная цепь используется для согласования двух сопротивлений $R_L$ и $R_H$ (где $R_L < R_H$ или наоборот). В нашем случае, мы согласуем $R_{н.опт} = 33.7$ Ом с $R_A = 50$ Ом.
Для расчета элементов цепи необходимо определить рабочую нагруженную добротность ($Q_{н}$):
$$Q_{н} = \sqrt{\frac{R_{\text{большее}}}{R_{\text{меньшее}}} — 1} = \sqrt{\frac{R_A}{R_{н.опт}} — 1}$$
$$Q_{н} = \sqrt{\frac{50}{33.7} — 1} = \sqrt{1.484 — 1} = \sqrt{0.484} \approx 0.696$$
В данном случае, поскольку $R_A$ и $R_{н.опт}$ близки, добротность низка, что обеспечивает широкую полосу пропускания, но низкую фильтрацию. Для повышения фильтрации можно использовать $\pi$-контур или многозвенный ФНЧ. Если же использовать L-цепь, расчет элементов будет следующим (для схемы с последовательным индуктивным реактивным сопротивлением $X_L$ и параллельным емкостным $X_C$ со стороны $R_{н.опт}$):
Расчет реактивных сопротивлений:
$$X_{L} = Q_{н} \cdot R_{A} = 0.696 \cdot 50 \text{ Ом} \approx 34.8 \text{ Ом}$$
$$X_{C} = \frac{R_{н.опт}}{Q_{н}} = \frac{33.7 \text{ Ом}}{0.696} \approx 48.4 \text{ Ом}$$
Расчет индуктивности ($L$) и емкости ($C$):
На рабочей частоте $f_{вых} = 450$ МГц: $\omega = 2 \pi f_{вых} \approx 2.827 \times 10^{9}$ рад/с.
$$L = \frac{X_L}{\omega} = \frac{34.8 \text{ Ом}}{2.827 \times 10^{9} \text{ рад/с}} \approx 12.3 \text{ нГн}$$
$$C = \frac{1}{X_C \cdot \omega} = \frac{1}{48.4 \text{ Ом} \cdot 2.827 \times 10^{9} \text{ рад/с}} \approx 7.3 \text{ пФ}$$
5.2. Проверка соответствия КСВ
Согласующая цепь должна обеспечивать минимальный коэффициент стоячей волны (КСВ) в фидере. Если согласование идеальное ($R_{вх} = R_A$), КСВ равен 1.0.
Коэффициент отражения по напряжению ($\Gamma$) при неидеальном согласовании:
$$\Gamma = \frac{Z_{вх} — R_A}{Z_{вх} + R_A}$$
Коэффициент стоячей волны (КСВ):
$$\text{КСВ} = \frac{1 + |\Gamma|}{1 — |\Gamma|}$$
Правильно рассчитанная и настроенная согласующая цепь должна обеспечить КСВ не хуже 1.2, что соответствует коэффициенту отражения $|\Gamma| \approx 0.09$.
6. Выводы и заключение
Проведенный инженерный анализ и расчеты подтверждают принципиальную возможность проектирования функциональных узлов ЧМ-передатчика с прямой модуляцией, соответствующего заданным требованиям к выходной мощности и спектральной чистоте.
Ключевые результаты и подтверждение соответствия:
- Структура и метод: Выбрана структура с прямой ЧМ (ЗГ-Варикап) и последующим умножением частоты ($n=15$), что позволило использовать высокостабильный ЗГ и обеспечить требуемую девиацию частоты ($\Delta f_{вых} = 75$ кГц).
- Модулятор: Расчет частотного модулятора на варикапе показал, что для достижения необходимой девиации при коэффициенте включения $p=0.2$ требуется амплитуда модулирующего напряжения $U_{\Omega \text{В}} = 47$ мВ, что должно быть обеспечено усилителем НЧ. Установлен строгий критерий выбора $p$ для минимизации влияния варикапа на общую стабильность частоты, необходимой для соответствия ГОСТ 12252-86 ($\pm 3 \times 10^{-6}$).
- Умножитель Частоты: Методика расчета УЧ на основе коэффициентов Берга $\alpha_{n}(\theta)$ позволила точно определить амплитуду полезной n-й гармоники коллекторного тока ($I_{cm n}$), необходимой для расчета выходной мощности каскада.
- Усилитель Мощности: Проведен детализированный электрический расчет УМ (класс C, $P_{вых}=10$ Вт) с определением оптимального сопротивления нагрузки ($R_{н.опт} \approx 33.7$ Ом). Выполнен критически важный тепловой расчет, который установил требуемое тепловое сопротивление радиатора $R_{рс} \le 14$ °C/Вт для обеспечения надежности транзистора при $T_{п \text{ доп}}=150$ °C. Также отмечена необходимость термической стабилизации режима смещения.
- Согласование: Рассчитаны элементы L-образной согласующей цепи ($L \approx 12.3$ нГн, $C \approx 7.3$ пФ) для трансформации $R_{н.опт}$ в сопротивление фидера $R_A = 50$ Ом, обеспечивая при этом дополнительную фильтрацию гармоник и требуемый КСВ.
Все расчеты основаны на строгих инженерных формулах и методиках, что полностью соответствует требованиям технического задания для курсового проекта по проектированию радиопередающих устройств.
Список использованной литературы
- Гавриленко И.И. Радиопередающие устройства: учебник для мореходных училищ. Москва: Транспорт, 1983.
- Гершунский Б.С. Расчет электронных схем. Киев: Издательство Киевского университета, 1972.
- Проектирование радиопередающих устройств / под ред. В.В. Шахгильдяна. Москва: Радио и связь, 2000.
- Проектирование радиопередающих устройств СВЧ: учебное пособие для вузов / под ред. Г.М. Уткина. Москва: Сов. радио, 1979.
- Радиопередающие устройства: Методические указания к курсовому проектированию. Ленинград: СЗПИ, 1984.
- Расчет частотного модулятора (ЧМ) на варикапе. URL: https://studfile.net/ (дата обращения: 23.10.2025).
- §4. Расчет промежуточных каскадов передатчика. URL: https://studfile.net/ (дата обращения: 23.10.2025).
- Расчет транзисторного умножителя частоты. URL: https://vunivere.ru/ (дата обращения: 23.10.2025).
- 4.2. Частотная модуляция (ЧМ). Устройства генерирования и формирования радиосигналов: учебное пособие. URL: https://siblec.ru/ (дата обращения: 23.10.2025).
- Расчет частотного модулятора – Связной радиопередатчик с частотной модуляцией. URL: https://studbooks.net/ (дата обращения: 23.10.2025).
- Частотный модулятор на варикапе, Частотный детектор с одиночным контуром, Двухконтурный частотный детектор – Электроника и схемотехника. Конспект лекций. URL: https://Bstudy.net/ (дата обращения: 23.10.2025).
- Расчет выходных цепей передатчика / А. Титов. 2003. URL: https://vrtp.ru/ (дата обращения: 23.10.2025).
- Расчёт усилителя мощности на транзисторах. URL: https://elel.ru/ (дата обращения: 23.10.2025).
- §3. Расчет каскадов передатчика с частотной модуляцией косвенным способом. URL: https://studfile.net/ (дата обращения: 23.10.2025).
- 1.2. Структурная схема типового передатчика, назначение основных его элементов. URL: https://studfile.net/ (дата обращения: 23.10.2025).
- Обзор радиопередающих устройств на интегральных схемах // Cyberleninka. URL: https://cyberleninka.ru/ (дата обращения: 23.10.2025).
- Глава 1 Структурные схемы передатчиков. URL: https://zhurnalpedagog.ru/ (дата обращения: 23.10.2025).
- УСТРОЙСТВА РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ ВСЕХ КАТЕГОРИЙ И НАЗНАЧЕНИЙ НАРОДНОХОЗЯЙСТВЕННОГО ПРИМЕНЕНИЯ. ГОСТ 30338—95/ГОСТ Р 50657-94. URL: https://meganorm.ru/ (дата обращения: 23.10.2025).
- Расчет площади радиатора мощных транзисторов. URL: https://studfile.net/ (дата обращения: 23.10.2025).
- Расчёт радиаторов для транзисторов и микросхем. Онлайн калькулятор теплоотводов. URL: https://vpayaem.ru/ (дата обращения: 23.10.2025).
- Особенности теплового расчета импульсных силовых каскадов // КИТ-E. URL: https://kit-e.ru/ (дата обращения: 23.10.2025).