Инженерный расчет и проектирование многокаскадного радиопередающего устройства УКВ-диапазона (Курсовой проект)

Радиопередающие устройства играют ключевую роль в бесчисленных аспектах современного мира — от систем связи и вещания до навигации и медицины. Их проектирование требует глубоких знаний в области радиотехники, схемотехники и теории связи, а также строгого инженерного подхода к каждому этапу разработки. В данном курсовом проекте мы погрузимся в мир высокочастотной электроники, чтобы детально спроектировать многокаскадный радиопередатчик УКВ-диапазона. Наша задача — не просто собрать набор компонентов, а создать цельное, функциональное устройство, соответствующее жестким техническим требованиям и нормам электромагнитной совместимости. Этот путь потребует не только точных расчетов, но и обоснованного выбора элементной базы, а также глубокого понимания физических процессов, происходящих в каждом узле передатчика.

Введение и постановка технического задания

Актуальность разработки высокочастотных (ВЧ) и ультравысокочастотных (УВЧ) передатчиков не ослабевает, напротив, с каждым годом возрастает потребность в более эффективных, компактных и экономичных решениях. Современные системы связи, такие как сотовая телефония, радиорелейные линии, беспроводные сети и вещательные комплексы, постоянно требуют усовершенствования передающей аппаратуры. Целью данной работы является академическое проектирование и детальный инженерный расчет многокаскадного радиопередающего устройства, что позволит получить исчерпывающий технический отчет, включающий обоснование структурной схемы, выбор компонентов, расчет цепей согласования и фильтрации.

Исходные технические требования

Для успешного проектирования любого радиотехнического устройства первостепенное значение имеет четко сформулированное техническое задание. В рамках данного курсового проекта приняты следующие типовые исходные параметры, позволяющие сфокусироваться на ключевых аспектах разработки:

• Рабочая частота (f_раб): 100 МГц. Это значение относится к УКВ-диапазону, который широко используется для FM-вещания и многих видов беспроводной связи. Выбор такой частоты определяет специфику применяемых компонентов и методов расчета.
• Выходная колебательная мощность (P_вых): 10 Вт. Данная мощность является достаточной для широкого круга применений, от локальных систем связи до маломощных вещательных передатчиков, и требует применения усилительных каскадов соответствующего класса.
• Напряжение питания (U_пит): 12,6 В. Стандартное напряжение, характерное для автомобильных или аккумуляторных систем, что накладывает ограничения на выбор транзисторов и их предельные параметры.
• Тип модуляции: Частотная модуляция (ЧМ/FM). Выбор частотной модуляции является стратегически важным решением. В отличие от амплитудной модуляции, ЧМ-сигнал характеризуется постоянной амплитудой несущей, а информация кодируется изменением её частоты. Это фундаментальное свойство позволяет использовать в выходном каскаде усилители, работающие в высокоэффективных нелинейных режимах, таких как класс C. Усилители класса C отличаются значительно более высоким коллекторным КПД по сравнению с линейными режимами (классы A, B, AB), что критически важно для минимизации энергопотребления и тепловыделения при заданной выходной мощности.

Обоснование структурной схемы

Многокаскадный радиопередатчик — это сложная система, где каждый блок выполняет свою уникальную функцию. Определение оптимальной структурной схемы начинается с анализа требуемого общего усиления по мощности, которое необходимо обеспечить между задающим генератором (ЗГ) и выходной антенной.

В нашем случае, при требуемой выходной мощности P_вых = 10 Вт и типовой мощности задающего генератора P_ЗГ ≈ 10 мВт (что характерно для маломощных генераторов), минимальный требуемый коэффициент усиления по мощности (K_P) рассчитывается следующим образом:

K_P = P_вых / P_ЗГ = 10 Вт / 0,01 Вт = 1000 раз.

Для удобства инженерных расчетов и планирования каскадов, коэффициент усиления часто выражают в децибелах (дБ):

K_P(дБ) = 10 ⋅ log₁₀(K_P) = 10 ⋅ log₁₀(1000) = 30 дБ.

Таким образом, общая структурная схема должна обеспечивать усиление не менее 30 дБ. Учитывая, что типовое усиление по мощности для одного каскада ВЧ-усилителя мощности (УМ) на транзисторах обычно составляет от 10 до 15 дБ, для достижения необходимого усиления в 30 дБ потребуется не менее двух-трех усилительных каскадов.

Исходя из этих соображений, предлагается следующая классическая структурная схема многокаскадного передатчика:

1. Задающий генератор (ЗГ): Источник высокостабильного немодулированного или предварительно модулированного (ЧМ) высокочастотного колебания. Его задача — формирование несущей частоты.
2. Буферный каскад: Предназначен для развязки задающего генератора от последующих каскадов, предотвращая влияние нагрузки на стабильность частоты ЗГ. Также может обеспечивать небольшое усиление.
3. Умножитель частоты (при необходимости): Если задающий генератор работает на более низкой частоте, а требуется выходная частота выше, умножитель частоты повышает частоту колебаний, используя нелинейные свойства активных элементов. В данном проекте, поскольку f_раб = 100 МГц, ЗГ, вероятно, будет работать непосредственно на этой частоте, и умножитель может не потребоваться, если модуляция производится на основной частоте.
4. Предоконечный усилитель мощности (ПУМ): Усиливает сигнал до уровня, достаточного для раскачки оконечного усилителя мощности. Этот каскад является промежуточным звеном, обеспечивающим основную часть усиления.
5. Оконечный усилитель мощности (ОУМ): Самый мощный каскад передатчика, который обеспечивает требуемую выходную мощность 10 Вт и работает непосредственно на нагрузку (антенну) через согласующую и фильтрующую цепь.

Таким образом, для достижения 30 дБ усиления, базовая схема будет включать: ЗГ → Буфер → ПУМ → ОУМ. При этом ПУМ и ОУМ будут вносить основной вклад в усиление мощности.

Выбор активных элементов и режима работы

Выбор активных элементов, в частности транзисторов, для высокочастотных усилителей мощности является одним из наиболее критичных этапов проектирования, поскольку от него зависят не только достижимые параметры устройства, но и его надежность, эффективность и, разумеется, стоимость.

Критерии выбора транзисторов для усилителей мощности ВЧ/УВЧ диапазона:

• Максимально допустимая мощность коллектора (P_{К макс}): Транзистор должен быть способен рассеивать тепловую мощность, значительно превышающую ожидаемую мощность потерь, с учетом запаса на перегрев. Для обеспечения надежной работы, P_{К макс} выбранного транзистора должна быть существенно больше P_вых/η_к.
• Максимально допустимое напряжение коллектор-эмиттер (U_{КЭ макс}): В режимах класса C на коллекторе транзистора могут возникать пиковые напряжения, значительно превышающие напряжение питания. Для обеспечения надежной работы в классе C, необходимо выбирать элемент с U_{КЭ макс} ≥ 2 ⋅ U_пит, с дополнительным запасом 20-30% от пикового напряжения на коллекторе. При U_пит = 12,6 В, это означает U_{КЭ макс} ≥ 2 ⋅ 12,6 = 25,2 В, а с запасом — около 30-33 В.
• Максимально допустимый ток коллектора (I_{К макс}): Транзистор должен выдерживать пиковые значения коллекторного тока без деградации.
• Граничная частота (f_Т): Граничная частота определяет максимальную частоту, на которой транзистор способен обеспечивать усиление. Для стабильной работы на f_раб = 100 МГц, граничная частота транзистора должна быть значительно выше — как минимум в 5-10 раз, то есть f_Т ≥ 500 МГц – 1 ГГц.
• Коэффициент усиления по мощности (h_21э или S₂₁): Достаточное усиление на рабочей частоте для минимизации количества каскадов.

Обоснование элементной базы (УИП)

Современная элементная база предлагает широкий спектр транзисторов, способных работать в УКВ-диапазоне. Для частот свыше 100 МГц и мощностей порядка 10 Вт предпочтительными технологиями являются:

• LDMOS (Lateral Diffused Metal-Oxide-Semiconductor): Кремниевые LDMOS-транзисторы являются стандартом для многих ВЧ/УВЧ усилителей мощности благодаря их высокому КПД, хорошей линейности (хотя для ЧМ это менее критично) и способности работать при относительно высоких напряжениях питания. Они отличаются хорошей тепловой стабильностью и низкой стоимостью производства.
• GaN-on-SiC HEMT (Gallium Nitride on Silicon Carbide High Electron Mobility Transistor): Нитрид-галлиевые транзисторы на подложке из карбида кремния — это передовая технология, предлагающая беспрецедентные характеристики для СВЧ-применений. Они обеспечивают значительно более высокие выходные мощности, КПД и граничные частоты по сравнению с LDMOS, а также лучшую устойчивость к перегреву и более высокую плотность мощности. Хотя GaN HEMT обычно дороже, их преимущества в КПД и надежности могут быть решающими для определенных применений.

Для данного проекта, учитывая требуемую мощность 10 Вт и рабочую частоту 100 МГц, оптимальным выбором будет LDMOS-транзистор. Он обеспечивает превосходный баланс между производительностью, доступностью и надежностью для данного диапазона мощностей и частот. Например, такие транзисторы, как BLF188XR (NXP) или аналогичные, обладающие достаточным запасом по мощности, напряжению и граничной частоте, будут подходящим кандидатом, хотя для 10 Вт существуют и более скромные по мощности, но не менее подходящие варианты.

Выбор режима работы оконечного каскада (ОУМ)

Выбор режима работы усилительного каскада определяет его основные характеристики: КПД, уровень нелинейных искажений, выходную мощность и стабильность. Для оконечного каскада (ОУМ), работающего с частотно-модулированным (ЧМ) сигналом, режим класса C является наиболее предпочтительным.

Обоснование выбора класса C для ЧМ-сигнала:

• Постоянная амплитуда ЧМ-сигнала: В ЧМ-сигнале полезная информация кодируется изменением частоты, а не амплитуды. Это означает, что амплитуда несущего колебания остается постоянной. Усилители класса C, по своей природе, являются нелинейными и сильно искажают форму тока коллектора, но при наличии резонансной нагрузки (колебательного контура) они способны восстанавливать синусоидальную форму выходного напряжения на основной частоте. Поскольку амплитуда несущей не меняется, эти нелинейные искажения (в идеале) не влияют на передаваемую информацию.
• Высокий коллекторный КПД: Главное преимущество режима класса C — это его высокий коллекторный КПД (η_к), который на практике может достигать 50-60%. Теоретически, в идеальном перенапряженном режиме, КПД может приближаться к 100%. Это достигается за счет того, что транзистор открывается лишь на малую часть периода высокочастотного колебания (угол отсечки θ < 90°), проводя ток короткими импульсами. Это значительно снижает потери мощности на активном элементе.

Угол отсечки (θ) и его влияние:

Угол отсечки θ (или, более корректно, угол проводимости 2θ, где θ — половина угла проводимости) определяет часть периода, в течение которой транзистор проводит ток.

• В теоретическом классе C, угол отсечки θ может быть выбран в диапазоне от 0° до 90°.
• В практических ВЧ/УВЧ усилителях мощности класс C, оптимальный угол отсечки θ выбирается в диапазоне 40° – 60° (что соответствует углу проводимости 80° – 120°). Этот диапазон обеспечивает наилучший баланс между высоким КПД и приемлемым уровнем гармоник. Меньший угол отсечки увеличивает КПД, но также увеличивает уровень гармоник, требуя более сложной фильтрации. Больший угол отсечки снижает гармоники, но ухудшает КПД.

Таким образом, для ОУМ нашего передатчика, работающего с ЧМ-сигналом, будет выбран режим класса C с углом отсечки в указанном диапазоне, что позволит достичь высокой энергетической эффективности.

Детальный расчет оконечного усилителя мощности (ОУМ)

Детальный расчет оконечного усилителя мощности — это сердце курсового проекта, где теоретические принципы воплощаются в конкретные инженерные параметры. Мы последовательно рассчитаем ключевые характеристики ОУМ, работающего в режиме класса C.

Расчет оптимального сопротивления нагрузки R_к

Оптимальное сопротивление нагрузки по переменному току, или эквивалентное сопротивление коллектора R_к, является критически важным параметром. Оно определяет, какое сопротивление должна «видеть» коллекторная цепь транзистора, чтобы обеспечить заданную выходную мощность при минимальных искажениях и максимальном КПД. В режиме класса C R_к рассчитывается исходя из амплитуды первой гармоники напряжения и тока коллектора.

Формула для расчета R_к:

Rк ≈ Uк 1 м / Iк 1 м = (Uпит - Uк нас) / Iк 1 м

где:

• U_{к 1 м} — амплитуда первой гармоники напряжения коллектора. В идеальном случае, при работе в перенапряженном режиме, она близка к U_пит — U_{к нас}.
• I_{к 1 м} — амплитуда первой гармоники тока коллектора.
• U_пит — напряжение питания (12,6 В).
• U_{к нас} — напряжение насыщения транзистора (типовое значение 0,5–2 В). Для LDMOS-транзисторов оно обычно низкое, примем U_{к нас} = 1 В.

Расчет:

1. Амплитуда первой гармоники напряжения коллектора:
   Uк 1 м ≈ Uпит - Uк нас = 12,6 В - 1 В = 11,6 В.
2. Амплитуда первой гармоники тока коллектора:
   Выходная мощность P_вых (по первой гармонике) определяется как P_вых = (1/2) ⋅ U_{к 1 м} ⋅ I_{к 1 м}.
   Отсюда, Iк 1 м = 2 ⋅ Pвых / Uк 1 м = (2 ⋅ 10 Вт) / 11,6 В ≈ 1,72 А.
3. Оптимальное сопротивление нагрузки:
   Rк = Uк 1 м / Iк 1 м = 11,6 В / 1,72 А ≈ 6,74 Ом.

Таким образом, оконечный усилительный каскад должен работать на эквивалентное сопротивление нагрузки по переменному току порядка 6,74 Ом.

Оценка коллекторного КПД η_к

Коллекторный коэффициент полезного действия (КПД) является ключевым показателем энергетической эффективности усилителя. Он определяется как отношение выходной мощности к потребляемой мощности от источника питания. В режиме класса C КПД значительно зависит от угла отсечки.

Формула для расчета коллекторного КПД:

ηк = Pвых / Pпотр = Pвых / (Uпит ⋅ Iк 0)

где:

• P_вых — выходная мощность (10 Вт).
• P_потр — потребляемая мощность от источника питания.
• U_пит — напряжение питания (12,6 В).
• I_{к 0} — постоянная составляющая тока коллектора, которая определяется разложением импульсов коллекторного тока в ряд Фурье.

Более удобная формула, учитывающая коэффициенты разложения (коэффициенты Берга), для класса C:

ηк = (1/2) ⋅ (Uк 1 м / Uпит) ⋅ (Iк 1 м / Iк 0) = (1/2) ⋅ (Uк 1 м / Uпит) ⋅ 2 ⋅ K1(θ)

где K₁(θ) — первый коэффициент разложения (коэффициент Берга) для коллекторного тока, зависящий от угла отсечки θ.

Расчет:
Примем угол отсечки θ = 60°, что соответствует углу проводимости 120°. Для этого угла коэффициент Берга K₁(θ) ≈ 0,468 (табличное значение для синусоидальной формы импульса тока).

1. U_{к 1 м} = 11,6 В.
2. U_пит = 12,6 В.
3. K₁(θ) = 0,468.

Подставим значения в формулу:

ηк = (1/2) ⋅ (11,6 В / 12,6 В) ⋅ 2 ⋅ 0,468 ≈ 0,431, или 43,1%.

Такой КПД является типичным для практических усилителей класса C в УКВ-диапазоне, учитывая потери на насыщение и неидеальность реальных транзисторов. Более совершенные схемы и транзисторы позволяют достигать и 60%.

Расчет элементов схемы смещения

Для обеспечения режима работы класса C необходимо правильно настроить смещение транзистора. В этом режиме базовый (затворный для полевого транзистора) ток протекает только тогда, когда входное ВЧ-напряжение превышает пороговое напряжение транзистора. Это достигается подачей на затвор (базу) постоянного напряжения смещения, которое либо равно пороговому, либо немного ниже его, чтобы транзистор находился в состоянии отсечки при отсутствии входного ВЧ-сигнала.

Для LDMOS-транзисторов, как правило, требуется отрицательное напряжение смещения затвора (U_зи < 0) или, если используется N-канальный транзистор с обогащенным каналом, небольшое положительное напряжение U_зи. Часто режим класса C реализуется с «автосмещением» на резисторе в цепи истока (или эмиттера), который создает отрицательное смещение за счет протекающего тока, или с помощью внешней делителя напряжения.

Пример расчета элементов схемы смещения для LDMOS-транзистора:

1. Формирование напряжения отсечки: Предположим, что выбранный LDMOS-транзистор имеет пороговое напряжение U_пор ≈ 2-3 В. Для класса C мы можем либо установить U_зи = 0 В (для транзисторов с нормально закрытым каналом) или подать небольшое отрицательное смещение для более глубокой отсечки.
2. Резистор в цепи затвора (R_з): Обычно используется высокоомный резистор (например, 10 кОм – 100 кОм), подключенный к «земле» или источнику небольшого отрицательного напряжения, чтобы обеспечить путь для постоянного тока затвора (если таковой есть) и задать потенциал затвора по постоянному току.
3. Развязывающие конденсаторы (C_бл, C_разв): Необходимы для предотвращения прохождения ВЧ-сигнала в цепи смещения и питания, а также для создания низкоимпедансного пути для ВЧ-токов. Их емкость выбирается таким образом, чтобы их реактивное сопротивление на рабочей частоте было значительно меньше сопротивления цепи, к которой они подключены. Для 100 МГц это обычно сотни-тысячи пикофарад.
   • C_бл (блокировочный конденсатор по питанию) ~ 0,1 мкФ – 1 мкФ (для низких частот) и 100-1000 пФ (для ВЧ).
   • C_разв (развязывающий конденсатор в цепи затвора/эмиттера) ~ 100-1000 пФ.

Конкретный пример (для N-канального LDMOS с нормально закрытым каналом):

Если транзистор имеет пороговое напряжение U_пор ≈ 3 В, то для работы в классе C без постоянного тока покоя можно просто подключить затвор через высокоомный резистор R_з = 47 кОм к «земле» или к источнику небольшого отрицательного напряжения (например, -1 В). Тогда транзистор будет открываться только при появлении достаточно большой амплитуды входного ВЧ-сигнала.

Элемент	Назначение	Типовое значение
Rз	Задаёт потенциал затвора по постоянному току	10 кОм – 100 кОм
Cбл	Блокировка ВЧ-помех по цепи питания	100 пФ – 1 мкФ
Cразв	Развязка цепи смещения по ВЧ	100 пФ – 1 нФ

Примечание: Точный расчет смещения зависит от конкретной модели транзистора и его характеристик (U_пор, S_{крутизна}). В курсовой работе необходимо выбрать конкретную модель LDMOS и указать её datasheet.

Проектирование согласующих цепей (ЦС)

Согласующие цепи являются неотъемлемой частью любого ВЧ-усилителя мощности. Их основная задача — обеспечить максимальную передачу мощности от одного каскада к другому или от выходного каскада к нагрузке (антенне) путем комплексного сопряжения импедансов. Условием максимальной передачи мощности является: Z_нагр = Z*_ист (сопряженное комплексное сопротивление). Помимо согласования, эти цепи часто выполняют функцию фильтрации гармоник.

Для узкополосных ВЧ-усилителей на частоте 100 МГц наиболее распространены Г-образные или П-образные цепи согласования на сосредоточенных элементах (индуктивностях L и емкостях C).

Расчет выходной согласующей цепи (ОУМ → Антенна)

Выходная согласующая цепь должна трансформировать оптимальное сопротивление коллектора R_к = 6,74 Ом (рассчитанное для ОУМ) в стандартное сопротивление антенны R_н = 50 Ом. Для этого прекрасно подходит Г-образная цепь.

Основные формулы для Г-образной ЦС, трансформирующей сопротивление R_м (меньшее, в нашем случае R_к) в R_б (большее, в нашем случае R_н):

1. Расчет требуемой добротности ЦС (Q_ЦС):
   QЦС = √(Rб / Rм - 1)
   В нашем случае: QЦС = √(50 Ом / 6,74 Ом - 1) = √(7,418 - 1) = √6,418 ≈ 2,53.
2. Элементы Г-образной ЦС:
   При выбранной топологии, когда конденсатор C подключается параллельно меньшему сопротивлению (R_к), а индуктивность L последовательно с большим сопротивлением (R_н):
   • Реактивное сопротивление конденсатора C: XC = Rм ⋅ QЦС
   • Реактивное сопротивление индуктивности L: XL = Rб ⋅ (QЦС / (1 + QЦС2))
   • Емкость C: C = QЦС / (ω ⋅ Rк)
   • Индуктивность L: L = (Rн ⋅ QЦС) / (ω ⋅ (1 + QЦС2))

   где ω = 2πf = 2π ⋅ 100 МГц ≈ 6,283 ⋅ 10⁸ рад/с.

Расчет элементов ЦС:

1. Параллельный конденсатор C (подключаемый к R_к = 6,74 Ом):
   C = 2,53 / (6,283 ⋅ 108 рад/с ⋅ 6,74 Ом) ≈ 595 ⋅ 10-12 Ф = 595 пФ.
2. Последовательная индуктивность L (подключаемая к R_н = 50 Ом):
   L = (50 Ом ⋅ 2,53) / (6,283 ⋅ 108 рад/с ⋅ (1 + 2,532)) = (126,5) / (6,283 ⋅ 108 ⋅ 7,418) ≈ 2,71 ⋅ 10-8 Гн = 27,1 нГн.

   Примечание: В исходных данных L ≈ 74 нГн. Проверим формулу: X_L = R_н ⋅ Q_ЦС / (1 + Q_ЦС²) = 50 ⋅ 2,53 / (1+2,53²) = 126,5 / 7,418 ≈ 17,05 Ом. L = X_L/ω = 17,05 / (6,283 ⋅ 10⁸) ≈ 27,1 нГн. Исходные данные, вероятно, использовали другую формулу или иной тип Г-образного звена. Важно придерживаться последовательной логики.

Таким образом, для выходной согласующей цепи потребуются конденсатор 595 пФ и индуктивность 27,1 нГн.

Расчет межкаскадной согласующей цепи (ПУМ → ОУМ)

Проектирование межкаскадной согласующей цепи (ЦС) между предоконечным усилителем мощности (ПУМ) и оконечным усилителем мощности (ОУМ) является не менее важной задачей. Она должна согласовать выходное сопротивление ПУМ с входным сопротивлением ОУМ, которое часто является комплексным и низкоомным для мощных транзисторов на ВЧ.

Методика определения входного импеданса Z_вх мощного транзистора (ОУМ):

Входной импеданс мощного транзистора на высоких частотах обычно представляет собой комплексное сопротивление Z_вх = R_вх + jX_вх, где R_вх — активная часть, а X_вх — реактивная. Эти параметры зависят от типа транзистора, его режима работы, частоты и могут быть определены несколькими способами:

1. По Datasheet: Наиболее надежный способ — обратиться к технической документации (datasheet) производителя на конкретный LDMOS-транзистор. Производители часто предоставляют S-параметры (S₁₁, S₁₂, S₂₁, S₂₂) или диаграммы входного/выходного импеданса на различных частотах и при различных режимах работы. Из S₁₁ можно рассчитать входной импеданс.
2. Расчет по модели транзистора: Если S-параметры недоступны, можно использовать упрощенные модели транзистора. Для полевых транзисторов входной импеданс в основном определяется емкостью затвор-исток (C_зи) и затвор-сток (C_зс) и, возможно, небольшой активной составляющей.
   • Rвх ≈ Pвх / Iвх2, где P_вх — входная мощность, необходимая для раскачки ОУМ, I_вх — входной ток.
   • Входная емкость Cвх = Cзи + Cзс ⋅ (1+KU), где K_U — коэффициент усиления по напряжению ОУМ (эффект Миллера).
   • Тогда Xвх = -1 / (ω ⋅ Cвх).
3. Оценочный расчет: Для мощных ВЧ-транзисторов входное сопротивление R_вх обычно составляет единицы Ом (например, 1-5 Ом), а входная реактивность (емкостная) X_вх также может быть низкой.

Допустим, для выбранного LDMOS-транзистора ОУМ, по datasheet, входной импеданс на 100 МГц составляет Z_вх = 2 Ом — j10 Ом. Это означает, что вход ОУМ имеет активное сопротивление 2 Ом и емкостную реактивность 10 Ом.

Расчет Γ- или Π-образной ЦС:

Теперь необходимо согласовать выходное сопротивление ПУМ (обозначим его R_{вых_ПУМ}) с комплексным входным импедансом Z_вх ОУМ. Выходное сопротивление ПУМ также должно быть рассчитано или оценено (например, 50 Ом, если ПУМ согласуется с 50-омным трактом, или оптимальное сопротивление коллектора для ПУМ). Для простоты предположим, что R_{вых_ПУМ} = 50 Ом.

Для согласования комплексного импеданса Z_вх = R_вх — jX_вх с действительным сопротивлением R_{вых_ПУМ} = 50 Ом можно использовать различные топологии ЦС. Например, Π-образная цепь или Г-образная цепь с дополнительным элементом для компенсации реактивности.

Пример (Г-образная ЦС с компенсацией):

1. Компенсация входной реактивности: Если Z_вх = 2 Ом — j10 Ом, то сначала необходимо скомпенсировать емкостную реактивность -j10 Ом. Это можно сделать, включив последовательно с входом ОУМ индуктивность X_{L_компенс} = +j10 Ом.
   Lкомпенс = XL_компенс / ω = 10 Ом / (6,283 ⋅ 108 рад/с) ≈ 15,9 нГн.
   После компенсации, входной импеданс ОУМ становится чисто активным R’_вх = 2 Ом.
2. Расчет Г-образной ЦС: Теперь задача сводится к трансформации R_{вых_ПУМ} = 50 Ом в R’_вх = 2 Ом.
   R_б = 50 Ом, R_м = 2 Ом.
   QЦС = √(50 Ом / 2 Ом - 1) = √(25 - 1) = √24 ≈ 4,89.
3. Элементы ЦС (подключаем C параллельно R’_вх, L последовательно с R_{вых_ПУМ}):
   • CЦС = QЦС / (ω ⋅ R'вх) = 4,89 / (6,283 ⋅ 108 рад/с ⋅ 2 Ом) ≈ 3,89 ⋅ 10-9 Ф = 3,89 нФ.
   • LЦС = (Rвых_ПУМ ⋅ QЦС) / (ω ⋅ (1 + QЦС2)) = (50 Ом ⋅ 4,89) / (6,283 ⋅ 108 рад/с ⋅ (1 + 4,892)) = 244,5 / (6,283 ⋅ 108 ⋅ 24,9) ≈ 1,56 ⋅ 10-8 Гн = 15,6 нГн.

Таким образом, межкаскадная согласующая цепь будет состоять из индуктивности 15,9 нГн (для компенсации), затем Г-образной цепи с конденсатором 3,89 нФ и индуктивностью 15,6 нГн. Важно отметить, что в реальных схемах компенсация реактивности часто интегрируется непосредственно в согласующую цепь, образуя более сложные топологии.

Обеспечим электромагнитную совместимость (ЭМС) и рассчитаем фильтр гармоник

Электромагнитная совместимость (ЭМС) — это способность радиоэлектронных средств функционировать в заданной электромагнитной обстановке без создания недопустимых электромагнитных помех другим средствам. В контексте радиопередающих устройств это означает строгий контроль над внеполосными и побочными излучениями, которые могут создавать помехи другим устройствам и нарушать работу радиочастотного спектра.

Нормативные требования к внеполосным излучениям

Побочные излучения включают в себя гармоники (целочисленные кратные рабочей частоты) и комбинационные составляющие, которые возникают из-за нелинейности активных элементов усилителя (транзисторов). Особенно это актуально для усилителей класса C, которые по своей природе генерируют значительное количество гармоник.

Требования к уровням побочных и внеполосных излучений радиопередатчиков гражданского применения в Российской Федерации устанавливаются и регламентируются Нормами 19-13 Государственной комиссии по радиочастотам (ГКРЧ), а также другими соответствующими ГОСТами (например, ГОСТ 30318-95). Эти нормы определяют допустимые уровни излучений в различных частотных диапазонах. Для радиопередатчиков, работающих в УКВ-диапазоне, типовое требование к относительному уровню побочных (гармонических) излучений составляет не более -60 дБ по отношению к мощности основного радиоизлучения. Это означает, что мощность любой гармоники или побочного излучения должна быть в 1 000 000 раз меньше мощности несущей. Выполнение этого требования критически важно для предотвращения помех и обеспечения эффективного использования радиочастотного спектра. Как же добиться такого значительного подавления при минимальных потерях?

Расчет и синтез выходного фильтра нижних частот (ФНЧ)

Для обеспечения требуемого подавления гармоник (не менее -60 дБ), одной только согласующей цепи (особенно Г-образной) может быть недостаточно, так как её фильтрующие свойства ограничены. Необходим специализированный выходной фильтр нижних частот (ФНЧ), который эффективно подавляет все гармоники, пропуская при этом основную частоту без существенных потерь.

Для подавления гармоник на -60 дБ на второй гармонике (2f_раб = 200 МГц) обычно требуется применение ФНЧ не менее 3-го порядка. ФНЧ П-типа (два конденсатора, одна индуктивность) или Т-типа (две индуктивности, один конденсатор) часто используются в качестве выходных фильтров в радиопередатчиках.

Пример расчета ФНЧ П-типа 3-го порядка:

Предположим, мы интегрируем ФНЧ в выходную согласующую цепь. Частота среза фильтра (f_ср) должна быть выбрана таким образом, чтобы обеспечить минимальные потери на рабочей частоте (f_раб = 100 МГц) и максимальное подавление на гармониках. Типичное соотношение: f_ср ≈ 1,2 ⋅ f_раб.
Таким образом, f_ср = 1,2 ⋅ 100 МГц = 120 МГц.

Формулы для расчета элементов ФНЧ П-типа (например, Чебышева или Баттерворта, для простоты возьмем Баттерворта):

Для фильтра Баттерворта 3-го порядка, согласованного на сопротивление R = 50 Ом:

• L1 = (g1 ⋅ R) / ωср
• C2 = g2 / (ωср ⋅ R)
• L3 = (g3 ⋅ R) / ωср

Где:

• ω_ср = 2πf_ср = 2π ⋅ 120 МГц ≈ 7,536 ⋅ 10⁸ рад/с.
• g₁, g₂, g₃ — коэффициенты Баттерворта для 3-го порядка: g₁ = 1,0; g₂ = 2,0; g₃ = 1,0.

Расчет номиналов элементов:

1. Индуктивность L₁:
   L1 = (1,0 ⋅ 50 Ом) / (7,536 ⋅ 108 рад/с) ≈ 66,3 нГн.
2. Конденсатор C₂:
   C2 = 2,0 / (7,536 ⋅ 108 рад/с ⋅ 50 Ом) ≈ 53,1 пФ.
3. Индуктивность L₃:
   L3 = (1,0 ⋅ 50 Ом) / (7,536 ⋅ 108 рад/с) ≈ 66,3 нГн.

Примечание: Это базовый расчет. Для более точного проектирования ФНЧ (например, Чебышева, который обеспечивает более крутой спад) и его интеграции с согласующей цепью, используются специализированные программы или таблицы. Важно, чтобы ФНЧ был рассчитан для работы с 50-омной нагрузкой.

Оценка эффективности подавления

Эффективность подавления гармоник ФНЧ 3-го порядка Баттерворта на второй гармонике (2f_раб = 200 МГц) может быть оценена по его амплитудно-частотной характеристике. Для фильтра 3-го порядка спад составляет 18 дБ/октаву.

• Частота среза f_ср = 120 МГц.
• Частота второй гармоники f_2гарм = 200 МГц.
• Отношение частот = f_2гарм / f_ср = 200 МГц / 120 МГц ≈ 1,67.

Подавление (в дБ) на частоте f_2гарм для фильтра 3-го порядка можно приблизительно оценить как:

Подавление ≈ -30 ⋅ log10(f2гарм / fср) для f_2гарм ≫ f_ср.
Более точный расчет требует анализа АЧХ фильтра. Для фильтра Баттерворта 3-го порядка, затухание на частоте f (относительно f_ср) можно оценить как:
A(f) = 10 ⋅ log10(1 + (f / fср)2n), где n — порядок фильтра.
A(200 МГц) = 10 ⋅ log10(1 + (200 / 120)2⋅3) = 10 ⋅ log10(1 + (1,67)6) ≈ 10 ⋅ log10(1 + 22,25) = 10 ⋅ log10(23,25) ≈ 13,66 дБ.

Это показывает, что простой Баттерворт 3-го порядка, рассчитанный таким образом, не обеспечит требуемые -60 дБ. Для достижения -60 дБ потребуется:

1. Увеличение порядка фильтра: ФНЧ более высокого порядка (например, 5-го или 7-го) или
2. Использование фильтра Чебышева: Фильтры Чебышева имеют более крутой спад в полосе задерживания за счет пульсаций в полосе пропускания. Или
3. Каскадирование фильтров: Несколько последовательно соединенных фильтрующих звеньев.
4. Оптимизация добротности контуров: Повышение добротности резонансных контуров в согласующих цепях также способствует подавлению гармоник.

Для достижения -60 дБ на 200 МГц при f_ср = 120 МГц, потребуется фильтр с более агрессивными характеристиками, возможно, 5-го порядка Чебышева или комбинация согласующего контура и ФНЧ. Например, для фильтра Чебышева 5-го порядка с пульсациями 0.1 дБ в полосе пропускания, подавление на 200 МГц может составлять более 40-50 дБ, а совместно с естественной фильтрацией согласующей цепи, это может обеспечить требуемые -60 дБ. Это подчеркивает важность детального проектирования ФНЧ как ключевого элемента для обеспечения ЭМС.

Заключение и технический отчет

В рамках данного курсового проекта был выполнен всесторонний инженерный расчет и проектирование многокаскадного радиопередающего устройства УКВ-диапазона. Работа охватила ключевые этапы разработки, начиная от формулирования технических требований и заканчивая детальным расчетом каждого функционального узла.

Ключевые результаты и выводы:

• Исходные требования: Разработанный передатчик ориентирован на рабочую частоту 100 МГц, выходную мощность 10 Вт при напряжении питания 12,6 В и использует частотную модуляцию (ЧМ). Выбор ЧМ позволил применить высокоэффективный режим работы класса C в оконечном каскаде.
• Структурная схема: Обоснована многокаскадная структурная схема, включающая задающий генератор, буферный каскад, предоконечный усилитель мощности (ПУМ) и оконечный усилитель мощности (ОУМ). Расчет показал необходимость усиления 30 дБ, что соответствует 2-3 усилительным каскадам.
• Выбор активных элементов: Для ОУМ рекомендован LDMOS-транзистор, как современное и эффективное решение для УКВ-диапазона, обеспечивающее высокий КПД и надежность. Режим работы класса C с углом отсечки 60° был выбран для ОУМ, обеспечивая коллекторный КПД на уровне 43,1%.
• Расчет ОУМ: Выполнено определение оптимального сопротивления нагрузки коллектора R_к ≈ 6,74 Ом, что является ключевым параметром для проектирования выходного контура.
• Согласующие цепи: Рассчитана выходная Г-образная согласующая цепь для трансформации R_к = 6,74 Ом в 50-омную антенную нагрузку, с элементами C ≈ 595 пФ и L ≈ 27,1 нГн. Предложена методика расчета межкаскадной согласующей цепи (ПУМ → ОУМ) с учетом комплексного входного импеданса мощного транзистора, включающая компенсацию реактивности.
• ЭМС и фильтрация гармоник: Особое внимание уделено обеспечению электромагнитной совместимости. Установлено требование к подавлению побочных излучений не хуже -60 дБ в соответствии с Нормами 19-13 ГКРЧ. Обоснована необходимость применения ФНЧ не менее 3-го порядка. Предварительный расчет показал, что для достижения требуемого подавления, вероятно, потребуется фильтр более высокого порядка (5-го) или более сложная топология (например, Чебышева), интегрированная с согласующей цепью, что является критически важным для реального устройства.

Разработанное устройство соответствует исходному техническому заданию по о��новным параметрам мощности, частоты и типа модуляции. Требования ЭМС, касающиеся подавления гармоник, учтены на этапе проектирования выходного фильтра, хотя для полной реализации может потребоваться дополнительная оптимизация параметров фильтра или увеличение его порядка. Неужели игнорирование таких нюансов может привести к серьезным проблемам с регулирующими органами?

Итоговая принципиальная схема (схематическое представление):

                     +-------------------+
                     | Задающий Генератор|
                     |     (ЗГ)          |
                     +--------+----------+
                              |
                              | ВЧ-сигнал
                              |
                     +--------v----------+
                     | Буферный Каскад   |
                     +--------+----------+
                              |
                              | Усиленный ВЧ-сигнал
                              |
                     +--------v----------+
                     | Предоконечный УМ  |
                     |      (ПУМ)        |
                     +--------+----------+
                              |
                              | Межкаскадная ЦС
                              | (L_компенс, C_цс, L_цс)
                     +--------v----------+
                     | Оконечный УМ      |
                     |       (ОУМ)       |
                     | (LDMOS, Класс C)  |
                     +--------+----------+
                              |
                              | Выходная ЦС и ФНЧ
                              | (C_цс, L_цс, L_ФНЧ, C_ФНЧ)
                     +--------v----------+
                     |  Выходной Фильтр  |
                     | Нижних Частот (ФНЧ)|
                     |      (3-5 порядка)|
                     +--------+----------+
                              |
                              |
                     +--------v----------+
                     |     Антенна       |
                     |    (50 Ом)        |
                     +-------------------+

Принципиальная схема, детализированная с указанием всех рассчитанных номиналов компонентов, режимов работы транзисторов, цепей смещения и развязки, будет представлена в графической части курсовой работы. Данный расчет служит прочной основой для дальнейшей реализации устройства, включая макетирование, отладку и окончательные измерения параметров.

Список использованной литературы

1. Гавриленко И.И. Радиопередающие устройства. М.: Транспорт, 1981.
2. Соклоф С. Аналоговые интегральные микросхемы. М.: Мир, 1981.
3. Шахгильдян В.В., Шумилин М.С., Козырев В.Б. и др. Проектирование радиопередатчиков. М.: Радио и связь, 1984.
4. Выбор технологии СВЧ-транзисторов для использования в усилителях мощности. URL: microwave-e.ru (дата обращения: 07.10.2025).
5. Графический расчет параметров ВЧ-усилителей мощности. URL: rfanat.ru (дата обращения: 07.10.2025).
6. ГОСТ 30318-95 Совместимость технических средств электромагнитная. URL: meganorm.ru (дата обращения: 07.10.2025).
7. Измерение ширины полосы частот на станциях радиоконтроля. URL: ircos.ru (дата обращения: 07.10.2025).
8. Нормы на ширину полосы радиочастот и внеполосные излучения радиопередатчиков гражданского применения. Дополнение №1. URL: radiostation.ru (дата обращения: 07.10.2025).
9. Общие требования и рекомендации по методам измерений и контроля ширины полосы радиочастот и внеполосных излучений радиопередатчиков гражданского применения. URL: cntd.ru (дата обращения: 07.10.2025).
10. Радиопередающие устройства. Курсовое проектирование: учеб. пособие. URL: dokumen.pub (дата обращения: 07.10.2025).
11. Расчет входной согласующей цепи. URL: studfile.net (дата обращения: 07.10.2025).
12. Расчет КПД усилителя. URL: studfile.net (дата обращения: 07.10.2025).
13. Расчет ключевых однотактиых ВЧ-усилителей мощности. URL: ozlib.com (дата обращения: 07.10.2025).
14. Синтез широкополосных согласующих цепей усилителей мощности телевизионных. URL: elsv.ru (дата обращения: 07.10.2025).
15. Усилитель класса C. URL: digteh.ru (дата обращения: 07.10.2025).