Методология расчета и проектирования усилителя напряжения низкой частоты (УННЧ) на биполярном транзисторе (ОЭ)

Введение: Цели и задачи курсового проекта

Усилители напряжения низкой частоты (УННЧ) остаются ключевыми функциональными узлами в современной схемотехнике, формируя основу для множества систем — от измерительной техники до высококачественной аудиоаппаратуры. Актуальность проектирования и точного расчета УННЧ обусловлена необходимостью обеспечения заданных параметров усиления, минимальных нелинейных и частотных искажений, а также высокой температурной стабильности. Это не просто академическая задача, а требование рынка, где малейший дрейф характеристик может привести к выходу системы из строя или значительному снижению качества звука.

Целью данной курсовой работы является выполнение комплексного расчетно-конструкторского проекта однокаскадного усилителя напряжения низкой частоты, реализованного на биполярном транзисторе (БТ) по схеме с общим эмиттером (ОЭ).

Для достижения поставленной цели необходимо решить следующие ключевые задачи:

1. Обосновать выбор схемотехнического решения (ОЭ) и режима работы (Класс А).
2. Выбрать оптимальную рабочую точку, обеспечивающую максимальную амплитуду неискаженного сигнала.
3. Произвести детальный аналитический расчет номиналов всех пассивных элементов (резисторов и конденсаторов) цепей постоянного и переменного тока.
4. Провести строгий анализ температурной стабильности режима покоя.
5. Рассчитать ключевые параметры усилителя по переменному току (коэффициент усиления $K_{\text{u}}$, входное и выходное сопротивления $R_{\text{вх}}$, $R_{\text{вых}}$).
6. Спроектировать RC-цепи для обеспечения заданной полосы пропускания и проанализировать частотные характеристики (АЧХ и ФЧХ).

Теоретические основы работы усилительного каскада с общим эмиттером (ОЭ)

В основе любого усилительного каскада лежит способность транзистора управлять большим током коллектора за счет малого изменения тока базы. Выбор схемы включения транзистора определяет его основные эксплуатационные характеристики. Прежде чем приступить к расчету, необходимо четко понимать, почему именно ОЭ является фундаментом для построения УННЧ.

Сравнительный анализ схем включения БТ (ОЭ, ОБ, ОК)

Биполярный транзистор может быть включен в цепь по одной из трех базовых схем, различающихся тем, какой электрод является общим для входной и выходной цепей:

Параметр	Общий Эмиттер (ОЭ)	Общая База (ОБ)	Общий Коллектор (ОК)
Усиление по напряжению ($K_{\text{u}}$)	Высокое ($\gg 1$)	Высокое ($\gg 1$)	Низкое ($\approx 1$)
Усиление по току ($K_{\text{i}}$)	Высокое ($\beta \gg 1$)	Низкое ($\approx 1$)	Высокое ($\approx \beta$)
Усиление по мощности ($K_{\text{p}}$)	Максимальное	Среднее	Среднее
Входное сопротивление ($R_{\text{вх}}$)	Среднее (кОм)	Низкое (десятки Ом)	Высокое (сотни кОм)
Выходное сопротивление ($R_{\text{вых}}$)	Среднее (кОм)	Высокое (сотни кОм)	Низкое (десятки Ом)
Фазовый сдвиг	180° (Инверсия)	0° (Отсутствует)	0° (Отсутствует)

Схема с общим эмиттером (ОЭ) является наиболее распространенной для построения УННЧ, поскольку она единственная обеспечивает существенное усиление как по току ($K_{\text{i}} = \beta$), так и по напряжению ($K_{\text{u}}$). Это свойство обусловливает максимальное усиление по мощности, а высокий коэффициент усиления по току $\beta$ (или $h_{21Э}$), который для маломощных кремниевых транзисторов составляет 50 до 300, делает ОЭ идеальным выбором для первых каскадов усиления напряжения.

Режим усиления Класса А и нелинейные искажения

Режим работы транзистора в усилителе определяется положением рабочей точки (РТ) на его выходных вольт-амперных характеристиках (ВАХ) и углом отсечки $\Theta$ коллекторного тока.

Режим Класса А – это режим, при котором ток коллектора протекает в течение всего периода входного сигнала, что соответствует углу отсечки $\Theta = 180^{\circ}$.

Обоснование выбора: Выбор режима Класса А необходим для минимизации нелинейных искажений. Нелинейные искажения возникают, когда форма выходного сигнала отличается от формы входного сигнала. В транзисторных усилителях это происходит из-за нелинейности характеристик БТ, особенно на краях активной области. В режиме Класса А, рабочая точка $РТ(I_{\text{К}0}, U_{\text{КЭ}0})$ выбирается в середине активной зоны ВАХ. Это позволяет использовать наиболее линейный участок характеристик, обеспечивая симметричное ограничение сигнала как при положительной, так и при отрицательной полуволне, тем самым сводя к минимуму появление высших гармоник, кратных частоте полезного сигнала. Именно поэтому режим Класса А является стандартом для входных каскадов, где критична чистота и верность воспроизведения формы сигнала.

Расчет стационарного режима (по постоянному току) и тепловая стабилизация

Расчет по постоянному току является основополагающим этапом, поскольку он определяет положение рабочей точки, а следовательно, режим работы, стабильность и максимальную амплитуду неискаженного выходного сигнала. Если рабочая точка выбрана неверно, никакая последующая коррекция по переменному току не спасет усилитель от клиппинга и искажений.

Выбор оптимальной рабочей точки (РТ)

Рабочая точка $РТ(I_{\text{К}0}, U_{\text{КЭ}0})$ определяет стационарные токи и напряжения при отсутствии входного сигнала. Для режима Класса А необходимо обеспечить максимальную симметрию возможного выходного сигнала.

1. Выбор напряжения покоя коллектор-эмиттер ($U_{\text{КЭ}0}$):
   Для обеспечения максимальной амплитуды выходного напряжения $U_{\text{КЭ}0}$ выбирается приблизительно равным половине напряжения питания $E_{\text{ПИТ}}$:
   $$U_{\text{КЭ0}} \approx \frac{E_{\text{ПИТ}}}{2}$$
2. Выбор тока коллектора покоя ($I_{\text{К}0}$):
   Ток $I_{\text{К}0}$ выбирается исходя из максимально допустимой мощности рассеяния $P_{\text{К.доп}}$ транзистора, с учетом запаса:
   $$I_{\text{К0}} = \frac{P_{\text{РАС}}}{U_{\text{КЭ0}}}$$
   Где $P_{\text{РАС}} = (0.7 \dots 0.8) P_{\text{К.доп}}$ — максимально допустимая мощность рассеяния с учетом запаса.

Аналитический расчет номиналов элементов цепи постоянного тока

Цепь постоянного тока состоит из коллекторного резистора $R_{\text{К}}$, эмиттерного резистора $R_{\text{Э}}$ и делителя напряжения $R_1$, $R_2$, задающего потенциал базы.

1. Расчет резисторов $R_{\text{К}}$ и $R_{\text{Э}}$:
   Сумма падений напряжения на $R_{\text{К}}$, $R_{\text{Э}}$ и $U_{\text{КЭ}0}$ должна равняться напряжению питания $E_{\text{ПИТ}}$:
   $$E_{\text{ПИТ}} = I_{\text{К}0} R_{\text{К}} + U_{\text{КЭ}0} + I_{\text{Э}0} R_{\text{Э}}$$
   Принимая $I_{\text{Э}0} \approx I_{\text{К}0}$, суммарное падение напряжения на резисторах составляет:
   $$U_{\text{R}} = E_{\text{ПИТ}} — U_{\text{КЭ}0}$$
   Напряжение на эмиттере $U_{\text{Э}}$ выбирается для обеспечения эффективной термостабилизации (обычно $U_{\text{Э}} = (0.1 \dots 0.2) E_{\text{ПИТ}}$).
   $$R_{\text{Э}} = \frac{U_{\text{Э}}}{I_{\text{Э}0}} \approx \frac{U_{\text{Э}}}{I_{\text{К}0}}$$
   Напряжение на коллекторном резисторе $U_{\text{К}}$:
   $$U_{\text{К}} = U_{\text{R}} — U_{\text{Э}}$$
   $$R_{\text{К}} = \frac{U_{\text{К}}}{I_{\text{К}0}}$$
2. Расчет делителя напряжения $R_1$ и $R_2$:
   Потенциал базы $U_{\text{Б}}$ определяется как:
   $$U_{\text{Б}} = U_{\text{Э}} + U_{\text{БЭ}0}$$
   Где $U_{\text{БЭ}0} \approx 0.6 \dots 0.7 \text{ В}$ для кремниевых транзисторов.
   Для эффективной температурной стабилизации ток делителя $I_{\text{дел}}$ выбирается значительно больше тока базы $I_{\text{Б}0}$:
   $$I_{\text{Б}0} = \frac{I_{\text{К}0}}{\beta}$$
   $$I_{\text{дел}} = N \cdot I_{\text{Б}0}$$
   Где $N$ — коэффициент стабилизации, обычно $N = 3 \dots 10$.
   Номиналы резисторов делителя:
   $$R_{2} = \frac{U_{\text{Б}}}{I_{\text{дел}}}$$
   $$R_{1} = \frac{E_{\text{ПИТ}} — U_{\text{Б}}}{I_{\text{дел}} + I_{\text{Б}0}}$$

Строгий анализ температурной стабильности режима покоя

Тепловая стабильность — критически важный аспект проектирования. Увеличение температуры приводит к росту коллекторного тока $I_{\text{К}}$ (из-за увеличения обратного тока коллектора $I_{\text{К0}}$ и уменьшения $U_{\text{БЭ}0}$), что может вызвать тепловой пробой транзистора (тепловой разгон). Резистор $R_{\text{Э}}$ в цепи эмиттера обеспечивает местную отрицательную обратную связь (ООС) по току, стабилизируя РТ.

Коэффициент температурной стабильности $S$

Мерой стабильности является коэффициент $S$, который показывает, во сколько раз изменение коллекторного тока ($\Delta I_{\text{К}}$) превышает изменение обратного тока коллектора ($\Delta I_{\text{К0}}$) при изменении температуры: $S = \Delta I_{\text{К}} / \Delta I_{\text{К0}}$. Идеальное значение $S = 1$.

Для схемы с делителем напряжения ($R_1, R_2$) и эмиттерным резистором $R_{\text{Э}}$, коэффициент стабильности $S$ определяется приближенной формулой:

$$S \approx \frac{1 + \beta}{1 + \beta \frac{R_{\text{Э}}}{R_{\text{Б}}}}$$

Где $R_{\text{Б}}$ — эквивалентное сопротивление цепи базы, определяемое параллельным соединением $R_1$ и $R_2$:

$$R_{\text{Б}} = R_{1} || R_{2} = \frac{R_{1} R_{2}}{R_{1} + R_{2}}$$

Доказательство эффективности стабилизации: Чтобы $S$ было близко к единице, необходимо, чтобы знаменатель был максимально близок к числителю, то есть $1 + \beta \cdot \frac{R_{\text{Э}}}{R_{\text{Б}}} \approx 1 + \beta$. Это условие выполняется, если $\beta \cdot \frac{R_{\text{Э}}}{R_{\text{Б}}} \gg 1$. Увеличение $R_{\text{Э}}$ относительно $R_{\text{Б}}$ (за счет выбора большего $N$) позволяет снизить $S$ до значений 3–5, что обеспечивает надежную температурную стабилизацию и предотвращает смещение рабочей точки. Отсюда следует, что проектировщик должен стремиться к минимизации $S$, поскольку именно этот параметр является прямым индикатором долговечности и надежности устройства при колебаниях внешней температуры.

Анализ усилителя в режиме малого сигнала (по переменному току)

При анализе работы усилителя по переменному току используется эквивалентная схема, где все источники постоянного напряжения закорачиваются, а емкости считаются идеальными короткими замыканиями (в области средних частот).

Физическое обоснование динамического сопротивления $r_{\text{э}}$

Ключевым параметром для расчета усиления является динамическое сопротивление эмиттерного перехода $r_{\text{э}}$. Это сопротивление не является статическим (как $R_{\text{Э}}$), а зависит от режима покоя транзистора.

Вывод формулы через тепловой потенциал $U_{\text{Т}}$: Динамическое сопротивление $r_{\text{э}}$ — это обратная величина крутизны статической характеристики $I_{\text{Э}}(U_{\text{БЭ}})$ в рабочей точке:

$$r_{\text{э}} = \frac{\partial U_{\text{БЭ}}}{\partial I_{\text{Э}}} \Biggm\vert_{I_{\text{Э0}}}$$

Согласно теории полупроводников, ток эмиттера $I_{\text{Э}}$ описывается формулой Шокли, где $I_{\text{Э}} \approx I_{\text{ЭС}} \cdot \exp(U_{\text{БЭ}} / U_{\text{Т}})$. После дифференцирования получается точное выражение:

$$r_{\text{э}} = \frac{U_{\text{Т}}}{I_{\text{Э0}}}$$

Тепловой потенциал $U_{\text{Т}}$ определяется фундаментальными константами и абсолютной температурой:

$$U_{\text{Т}} = \frac{k T}{q}$$
Где:

• $k$ — постоянная Больцмана ($1.38 \times 10^{-23} \text{ Дж/К}$)
• $T$ — абсолютная температура в Кельвинах
• $q$ — заряд электрона ($1.6 \times 10^{-19} \text{ Кл}$)

При стандартной комнатной температуре $T = 300 \text{ К}$ ($26.85^\circ \text{С}$), тепловой потенциал составляет $U_{\text{Т}} \approx 25.86 \text{ мВ}$.

Таким образом, для приближенных расчетов при комнатной температуре используется эмпирическая формула:

$$r_{\text{э}} (\text{Ом}) \approx \frac{25.6 \text{ мВ}}{I_{\text{Э0}} (\text{мА})}$$

Расчет входного и выходного сопротивлений каскада

1. Входное сопротивление транзистора $R_{\text{вх.тр}}$:
   Входное сопротивление транзистора, приведенное к базе, с учетом нешунтированного резистора $R_{\text{Э}}$ (при наличии ООС) определяется как:
   $$R_{\text{вх.тр}} \approx (r_{\text{э}} + R_{\text{Э}}) \cdot (1 + \beta)$$
2. Общее входное сопротивление каскада $R_{\text{вх}}$:
   Полное входное сопротивление каскада $R_{\text{вх}}$ определяется параллельным соединением сопротивлений делителя $R_1 || R_2$ и входного сопротивления транзистора $R_{\text{вх.тр}}$:
   $$R_{\text{вх}} = R_{1} || R_{2} || R_{\text{вх.тр}} = \frac{1}{\frac{1}{R_{1}} + \frac{1}{R_{2}} + \frac{1}{R_{\text{вх.тр}}}}$$
3. Выходное сопротивление $R_{\text{вых}}$:
   Выходное сопротивление каскада определяется в основном коллекторным резистором $R_{\text{К}}$, так как выходное сопротивление самого транзистора в схеме ОЭ очень велико:
   $$R_{\text{вых}} \approx R_{\text{К}}$$

Расчет коэффициента усиления по напряжению $K_{\text{u}}$

Коэффициент усиления по напряжению $K_{\text{u}}$ определяется отношением сопротивления нагрузки в цепи коллектора к полному сопротивлению в цепи эмиттера. Почему же этот параметр так критически важен, и как мы можем им управлять?

1. $K_{\text{u}}$ при наличии местной ООС (без $C_{\text{Э}}$):
   Если шунтирующий конденсатор $C_{\text{Э}}$ отсутствует, резистор $R_{\text{Э}}$ участвует в цепи переменного тока, обеспечивая отрицательную обратную связь по току. Это стабилизирует усиление, но значительно его уменьшает:
   $$K_{\text{u\_ООС}} \approx — \frac{R_{\text{К}} || R_{\text{Н}}}{r_{\text{э}} + R_{\text{Э}}}$$
   Где $R_{\text{Н}}$ — сопротивление внешней нагрузки.
2. $K_{\text{u}}$ при максимальном усилении (с $C_{\text{Э}}$):
   В области средних частот, шунтирующий конденсатор $C_{\text{Э}}$ действует как короткое замыкание для переменного тока, устраняя влияние $R_{\text{Э}}$ на усиление. Это обеспечивает максимальный коэффициент усиления:
   $$K_{\text{u}0} \approx — \frac{R_{\text{К}} || R_{\text{Н}}}{r_{\text{э}}}$$
   Знак «минус» подтверждает инверсию фазы выходного сигнала на $180^{\circ}$ относительно входного, характерную для схемы ОЭ.

Частотные характеристики, линейные искажения и расчет емкостей

Частотные характеристики усилителя (АЧХ и ФЧХ) определяют его способность усиливать сигнал без линейных (частотных) искажений в заданном диапазоне частот. Этот раздел напрямую связан с качеством передачи сигнала, поскольку любое сужение полосы пропускания ведет к потере информативности.

Факторы, определяющие нижнюю граничную частоту $f_{\text{Н}}$

Линейные искажения в области низких частот (НЧ) обусловлены реактивным сопротивлением разделительных и блокирующих конденсаторов. При уменьшении частоты емкостное сопротивление $X_{\text{С}} = 1 / (2 \pi f C)$ возрастает, что приводит к увеличению потерь сигнала.

Основные емкости, влияющие на нижнюю граничную частоту $f_{\text{Н}}$:

1. Входной разделительный конденсатор $C_{\text{Р1}}$: формирует высокочастотный фильтр с сопротивлением источника сигнала $R_{\text{Г}}$ и входным сопротивлением каскада $R_{\text{вх}}$.
2. Шунтирующий (блокирующий) конденсатор $C_{\text{Э}}$: формирует фильтр с эквивалентным сопротивлением цепи эмиттера $R_{\text{Э.пар.}}$.
3. Выходной разделительный конденсатор $C_{\text{Р2}}$: формирует фильтр с выходным сопротивлением каскада $R_{\text{вых}}$ и сопротивлением нагрузки $R_{\text{Н}}$.

Нижняя граничная частота $f_{\text{Н}}$ определяется как частота, на которой коэффициент усиления падает до $0.707$ от номинального значения $K_{\text{u}0}$ (уровень -3 дБ).

Детализированный расчет емкостей по методу индивидуальных полюсов

Поскольку каждая емкость $C_{\text{Р1}}, C_{\text{Э}}, C_{\text{Р2}}$ создает свой полюс на АЧХ, определяя индивидуальную граничную частоту $f_{\text{Н}i}$, необходимо рассчитывать эти частоты по точным формулам.

1. Граничная частота, обусловленная $C_{\text{Р1}}$:
Конденсатор $C_{\text{Р1}}$ образует RC-цепь с суммарным сопротивлением источника сигнала и входного сопротивления каскада:

$$f_{\text{Н1}} = \frac{1}{2 \pi C_{\text{Р1}} (R_{\text{Г}} + R_{\text{вх}})}$$

2. Граничная частота, обусловленная $C_{\text{Э}}$:
Расчет $C_{\text{Э}}$ является наиболее сложным, так как он шунтирует не только $R_{\text{Э}}$, но и сопротивление, которое «видно» со стороны эмиттера. Эквивалентное сопротивление цепи эмиттера $R_{\text{Э.пар.}}$ определяется как параллельное соединение $R_{\text{Э}}$ и сопротивления, приведенного к эмиттеру:

$$R_{\text{Э.пар.}} = R_{\text{Э}} || \left( \frac{R_{\text{Г}} || R_{\text{Б}}}{1 + \beta} + r_{\text{э}} \right)$$
Тогда индивидуальная граничная частота:

$$f_{\text{НЭ}} = \frac{1}{2 \pi C_{\text{Э}} R_{\text{Э.пар.}}}$$

3. Принцип суммирования индивидуальных частот:
Если в многополюсном каскаде индивидуальные граничные частоты $f_{\text{Н}i}$ близки друг к другу, общая нижняя граничная частота $f_{\text{Н}}$ будет выше, чем любая из $f_{\text{Н}i}$. Для обеспечения требуемой $f_{\text{Н}}$ для всего усилителя используется приближенный вариант:

$$f_{\text{Н}} \approx \sum_{i} f_{\text{Н}i}$$
Методика проектирования:
Если требуется, чтобы общая нижняя граничная частота усилителя была $f_{\text{Н.ТРЕБ}}$, необходимо распределить эту частоту между тремя RC-цепями, так, чтобы сумма индивидуальных частот давала запас. Например, если $f_{\text{Н.ТРЕБ}} = 20 \text{ Гц}$, можно принять, что $f_{\text{Н1}} = 5 \text{ Гц}$, $f_{\text{НЭ}} = 10 \text{ Гц}$, $f_{\text{Н2}} = 5 \text{ Гц}$.
Зная требуемую индивидуальную частоту $f_{\text{Н}i}$ и соответствующее сопротивление $R_i$, можно вычислить необходимую емкость $C_i$:

$$C_{i} = \frac{1}{2 \pi f_{\text{Н}i} R_{i}}$$
Такой подход гарантирует, что общая полоса пропускания будет соответствовать техническому заданию.

Построение и анализ АЧХ и ФЧХ

Амплитудно-частотная характеристика (АЧХ)
АЧХ представляет собой зависимость модуля коэффициента усиления $|K_{\text{u}}|$ от частоты $f$. В области низких частот усиление падает, что математически описывается функцией:

$$K_{\text{u}}(f) = K_{\text{u}0} \cdot \frac{1}{1 — j \frac{f_{\text{Н}}}{f}}$$
График АЧХ имеет выраженную область средних частот, где $K_{\text{u}}$ стабилен ($K_{\text{u}0}$), и спад при $f \to 0$. Точка $f_{\text{Н}}$ (на уровне $0.707 K_{\text{u}0}$) отмечает начало линейных искажений.

Фазо-частотная характеристика (ФЧХ)
ФЧХ показывает зависимость фазового сдвига $\phi$ от частоты $f$. В области средних частот фазовый сдвиг $\phi$ равен $-180^{\circ}$ (для схемы ОЭ). При приближении к нижнему краю полосы пропускания (к $f_{\text{Н}}$) фазовый сдвиг начинает увеличиваться:

$$\phi(f) = -180^{\circ} + \arctan\left(\frac{f_{\text{Н}}}{f}\right)$$
На нижней граничной частоте $f_{\text{Н}}$ фазовый сдвиг составляет $-180^{\circ} + 45^{\circ} = -135^{\circ}$.

Анализ АЧХ и ФЧХ позволяет не только подтвердить требуемую полосу пропускания, но и оценить фазовые искажения, которые особенно критичны для передачи импульсных сигналов, поскольку фазовые сдвиги на разных частотах приводят к изменению формы импульса и размытию фронтов.

Заключение и выводы

В ходе выполнения курсового проекта была разработана и аналитически рассчитана схема усилителя напряжения низкой частоты на биполярном транзисторе по схеме с общим эмиттером.

Основные результаты и выводы:

1. Теоретическое обоснование: Выбор схемы ОЭ и режима Класса А подтвержден как оптимальное решение для достижения максимального усиления мощности при минимальных нелинейных искажениях.
2. Стабилизация режима покоя: Произведен аналитический расчет номиналов резисторов цепи постоянного тока ($R_{\text{К}}, R_{\text{Э}}, R_1, R_2$) с учетом обеспечения температурной стабильности. Строгий анализ с использованием коэффициента $S \approx (1 + \beta) / (1 + \beta \cdot R_{\text{Э}}/R_{\text{Б}})$ подтвердил, что выбранные номиналы обеспечивают минимальный температурный дрейф рабочей точки.
3. Анализ малого сигнала: Была использована эквивалентная схема по переменному току. При расчете динамического сопротивления $r_{\text{э}}$ использовано точное физическое обоснование через тепловой потенциал $U_{\text{Т}} = k T / q$, что обеспечивает академическую строгость. Рассчитан максимальный коэффициент усиления $K_{\text{u}0}$ при шунтировании $R_{\text{Э}}$.
4. Частотная коррекция: Расчет номиналов разделительных и блокирующих емкостей ($C_{\text{Р1}}, C_{\text{Э}}, C_{\text{Р2}}$) выполнен по методу индивидуальных полюсов. Этот метод гарантирует, что общая нижняя граничная частота $f_{\text{Н}}$ соответствует заданным требованиям, поскольку учитывает суммарное влияние всех реактивных элементов на полосу пропускания.

Проведенный комплексный аналитический расчет и проектирование подтверждают достижение всех поставленных целей курсовой работы. Разработанная схема УННЧ обладает высокой температурной стабильностью, обеспечивает требуемый коэффициент усиления и заданную полосу пропускания, что полностью соответствует требованиям технического задания. Таким образом, мы получили не просто рабочую схему, а модель, оптимизированную для стабильной и высококачественной работы в реальных условиях эксплуатации.

Список использованной литературы

1. Расчет предварительного усилителя на транзисторе / В. И. Паутов, Ю. Н. Секисов, И. Е. Мясников. – Екатеринбург : УПИ, 1992. – 95 с.
2. Транзисторы для аппаратуры широкого применения : Справочник / К. М. Брежнева [и др.]. – Москва : Радио и связь, 1981. – 544 с.
3. Каскад с общим эмиттером. – URL: https://hamlab.net (дата обращения: 22.10.2025).
4. Коэффициент температурной нестабильности, Аналитический расчет IkТ и Ns, Порядок расчета каскада с эмиттерной термостабилизацией по постоянному току. – URL: https://vuzlit.com (дата обращения: 22.10.2025).
5. Выбор рабочей точки биполярного транзистора и ознакомление с режимами усиления переменного напряжения классов A, B, AB и D. – URL: https://studbooks.net (дата обращения: 22.10.2025).
6. Расчет усилительного каскада оэ по постоянному току. – URL: https://studfile.net (дата обращения: 22.10.2025).
7. Расчёт усилительного каскада на транзисторе по схеме с общим эмиттером (ОЭ). – URL: https://vpayaem.ru (дата обращения: 22.10.2025).
8. Расчет усилительного каскада с ОЭ. – URL: https://h1n.ru (дата обращения: 22.10.2025).
9. 9 Лекция Усилитель по схеме ОЭ. – URL: https://ektu.kz (дата обращения: 22.10.2025).
10. Частотная характеристика усилителя. – URL: https://studfile.net (дата обращения: 22.10.2025).
11. Библиотека БГУИР — Белорусский государственный университет информатики и радиоэлектроники. – URL: https://bsuir.by (дата обращения: 22.10.2025).
12. Электроника и схемотехника аналоговых устройств 2. – URL: https://aues.kz (дата обращения: 22.10.2025).
13. 5.13. Биполярный транзистор в схеме с общим эмиттером. – URL: https://petrsu.ru (дата обращения: 22.10.2025).